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本帖最后由 紫菁 于 2017-9-29 14:34 编辑 6 _' S6 y$ t; |) G
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 : - z5 n0 d7 {# e+ I v
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨 5 s5 @0 s8 x* I, Q1 f
3 Z' q4 ?, Y8 S* B# H" @3 R; Q
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 * X. P! ^8 }7 V) K' x4 p% q
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低! S" K( q1 H( J8 J8 M
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图
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. Y3 h, T# Z) o3 I T. i
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由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流+ N4 c" ?/ C6 t( a
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
9 w; z. c$ q) q4 C h" _ 当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。! h; v' U( J9 g3 Y, S! d0 q N
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
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这是为什么呢?
_, }4 C! J7 c9 E! F/ [* Z 其实由以上分析可以知道，PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，# o( i9 j, m) k5 y5 u' X4 A( @
主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。
+ B- h/ s8 H" ]. g 换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， 6 a8 ~! e4 Y5 K3 w3 `
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : ! i9 Q/ V3 p2 |6 ], |( \
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 : 9 m$ E3 ~2 Z; P# i
! U+ \& }( M* [5 J' H
若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差 / z1 g: g$ T1 {6 ~
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容， 又称为米勒电容，即Cgd, 如下图 : 3 k: v' W% u2 ~: c9 _2 @9 H8 V
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而当电压极低时，其Cgd会变大。
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上式是Cgd的容抗， 当Cgd变大时，则容抗会变小， 因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象， 导致输出讯号有严重的失真 简单讲 低压会让PA线性度变差 因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小 那么ACLR就会差 当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要 否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差 那PA输出端的ACLR 只会更差
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 8 o+ g; `5 ] _4 n2 G/ s6 h
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度) 2 {9 p+ Y& a0 X4 ~% w$ G0 j: Q
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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$ b& f5 W# c3 u# S1 m1 V& W0 ^ 8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
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由于DC-DCConverter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 0 Q3 b7 ^% f: i: z7 t6 r* e" A3 Q
0 V. h0 W4 S0 S0 s( v3 {
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虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : & a, l3 _1 Q( O
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我们作以下6个实验 # M; Q p& k' t6 {$ w
0 Z3 u. }* I& y: l2 S& _! C
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 - y" p6 G& @- s: h$ |5 B7 a
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化. O* o P6 W' | H \5 ^" G
( C' Y# ^* W' q
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因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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发表于 2015-3-8 16:55
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发表于 2019-10-14 09:07
