EDA365欢迎您登录！
您需要 登录 才可以下载或查看，没有帐号？注册
x
本帖最后由 紫菁 于 2017-9-29 14:34 编辑
+ g- c: H) n0 p) n1 @+ l4 G7 f: h0 K4 G9 M4 ]1 Z- O1 u
1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
8 l( h( A' M) v, ~8 g& V+ E
5 h8 A6 g! t1 v0 {+ v# B8 B4 E
) M5 s3 L# t# q7 e% ~& X0 z
而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
* R G' f- i- P/ b: b. G( ~" L$ _# j) @3 X# q3 b* }! @9 e5 ^
而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨 4 m" L0 n. E0 z: z# X, L0 W0 X: S5 g
$ G+ k$ S( v+ Q& B8 q
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 * W' A8 H' M B. F! f
+ h. |! s/ q/ B4 O/ a
i5 W0 G- s# ?: q1 H
由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
7 p; k; |1 k7 w" j9 `2 [
0 q" O4 _( L( \7 `+ o* Z( ?/ G+ Q% t) b' Z' J/ y
2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图
5 l" a4 t$ S6 R
# q9 W3 Q; {+ V4 T0 y- M- Y& |. E0 p$ T; C8 |( j
+ ]7 ~/ g/ i! A4 ^2 \" O
由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
1 j9 g" y, D# D6 G+ b1 _. z% q) M# n& P: x1 ?- f
2 Z Q+ G2 k( ~2 p1 i& V: l
3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
: l/ q! o' [( c2 @ H 当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
# \0 l. }% c n; P, W4 u8 D+ L& _1 E5 G 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 # Q- k$ B5 h; [/ b4 J( I
% U1 w) S I E7 i- j
7 H6 _' L6 x+ u* G2 {" i
这是为什么呢?
4 G; T3 z5 ^+ s" c 其实由以上分析可以知道，PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR，/ C1 M5 Y+ ]) y* }
主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。
5 }+ x- W$ H' L0 J# @- q% a* Y 换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， * p# d/ _# u' [, c1 g( E
! K3 n1 }1 k- i, E: G
但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : 2 ?/ c6 j0 X- j) P5 i! K+ g7 w
! F# m; [, L. R# ?# T8 _* q
' @# [! h8 J4 F+ h2 Y' D8 l
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 : d, a/ l9 {, a, R9 n5 |
* v# X4 x# L2 f% P9 k5 Y; i
若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 2 u. M1 u: H5 V0 E7 b8 }/ a& `
4 \% i. J3 Z% K" ^& ?, l
. `( V( N* o$ p8 \6 d1 n
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差 9 G# B8 \$ `5 `7 {8 A2 `+ E
$ x+ s/ p9 o1 G3 J
这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容， 又称为米勒电容，即Cgd, 如下图 : ( q6 X) ]; l. k
X' g$ \! h' k# g6 n5 D8 t" C
# u& _% T# s# B
而当电压极低时，其Cgd会变大。
+ i" V( O0 q- a1 s9 m( L
- d* A( z/ ~* Y. @" X: D* D
9 ~' ]/ d% }8 v# S. C) e
上式是Cgd的容抗， 当Cgd变大时，则容抗会变小， 因此部分输入讯号，会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象， 导致输出讯号有严重的失真 简单讲 低压会让PA线性度变差 因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小 那么ACLR就会差 当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要 否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差 那PA输出端的ACLR 只会更差
+ r0 V; O9 e- L4 g& z9 M; L4 X* X! b6 S( j( g: j! C/ A
2 ]2 s8 h6 C6 x6 b: W+ T( a
7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 6 r9 v+ K, u# D9 V# z
- G, B0 ]( X9 {) d4 i! F# N/ o4 v
, B/ u" {0 x7 `2 L
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度) . f6 s* N3 C- H* ? K# W0 K9 r
1 v1 b# O( N0 X! @
因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下- D* W' y) j) k! O& K
8 G) h0 H/ X6 R0 q& n) x5 ]
5 v& X) k, b# ~9 F& ^ {
8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
" {4 {* [ ~, P* e) S
* t4 w, S0 l1 [* ?* ?' ]
由于DC-DCConverter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
$ Q# c6 {4 l% Z
$ f$ ]3 T; q: O" j
3 t/ x7 \+ G* R" f x* h# W
虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
3 d( `# \! t2 l3 |) T6 |* r
) }( `- J$ I! a! O; K
我们作以下6个实验 ( u& z w& O8 |- @' V( Y! q0 @
3 d: C) G' t+ \7 i6 m1 g* @& ^
2 r4 h: L) N) n' `1 I( p' C, O
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 $ r3 L' I9 B. u) V0 @* T7 @# W) x
* [- z5 k; H5 H, j" g
- a$ c8 d$ T, G T* T) M4 v8 P' Y
' j6 Y- `0 b2 k9 E/ d. R, R5 P3 _9 K3 g! R& `: I! L' [0 G: t0 n
* \0 @' H9 K$ n q
1 R: G1 G# _/ R! d# R8 Y
/ O; t3 H; ~1 v6 l
9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用
5 O8 t9 L' O7 k9 n0 ^! `
而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
4 `! B! V C3 P3 [9 @6 |/ ]0 W" u
W+ H" J& o( b" Z
; l5 q" ^4 G7 _4 j( y1 R. p: Z' z' V$ ]: l$ k c1 @( P
因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise 8 `5 t6 @, b( H# \
& D9 d. X6 p4 F$ Z- F3 s: f
: W# o2 y \& Y& }
) m* t, \! s3 c6 a* ~
' }6 a' u' |0 H2 n3 W5 G+ q* G
: y, r* [. @1 k" `
+ O8 G. W* a* R. ~2 J | | 
/1 
发表于 2015-3-8 16:55
收藏
淘帖
支持！
反对！
发表于 2019-10-14 09:07
