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标准三端线性稳压器的压差通常是2.0-3.0V。要把5V可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降(Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图1-1是基本LDO系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出,LDO由四个主要部分组成: 5 l5 g* c. H! P/ {# h
技巧一:使用LDO稳压器,从5V电源向3.3V系统供电
! d, u/ H% D4 N5 g A标准三端线性稳压器的压差通常是2.0-3.0V。要把5V可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降(Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图1-1是基本LDO系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出,LDO由四个主要部分组成: $ \& `4 n3 ]- c; q7 x
1. 导通晶体管 2. 带隙参考源 3. 运算放大器 4. 反馈电阻分压器
; t9 p3 j- [+ K) K" z! k8 @4 c在选择LDO时,重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数,将会得到最优的设计。 - v: s9 s) a& p" h- ~4 o
& R* m) z0 Z" ELDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流IGND。IGND是 LDO用来进行稳压的电流。当IOUT››IQ时,LDO的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而,轻载时,必须将IQ计入效率计算中。具有较低IQ的LDO其轻载效率较高。轻载效率的提高对于LDO性能有负面影响。静态电流较高的LDO对于线路和负载的突然变化有更快的响应。
8 a3 z' T& q: j0 M* B" }技巧二:采用齐纳二极管的低成本供电系统 7 c9 @6 a+ A$ C4 K+ A5 `. x" N
这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。
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/ \* ^6 J. l/ m& a* m可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本3.3V稳压器,如图2-1所示。在很多应用中,该电路可以替代LDO稳压器并具成本效益。但是,这种稳压器对负载敏感的程度要高于LDO稳压器。另外,它的能效较低,因为R1和D1始终有功耗。R1限制流入D1和PICmicro® mcu的电流,从而使VDD保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时,二极管的反向电压也将发生改变,所以需要仔细考虑R的值。 ) G" P! ?; m8 Y3 N
R1的选择依据是:在最大负载时——通常是在PICmicro MCU运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时,在最小负载时——通常是PICmicro MCU复位时——VDD不超过齐纳二极管的额定功率,也不超过PICmicro MCU的最大VDD。
) W; b8 A: ?6 |8 {技巧三:采用3个整流二极管的更低成本供电系统 % c) S3 W$ U" ~ Z1 r( U3 N: d7 ?3 x
图3-1详细说明了一个采用3个整流二极管的更低成本稳压器方案。 . d0 R7 A r. d5 f* ?9 U' n
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我们也可以把几个常规开关二极管串联起来,用其正向压降来降低进入的PICmicro MCU的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。
( u7 G) x5 E( |所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接R1是为了避免在负载最小时——通常是PICmicro MCU处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD引脚上的电压超过PICmicro MCU的最大VDD值。根据其他连接至VDD 的电路,可以提高R1的阻值,甚至也可能完全不需要R1。二极管D1-D3的选择依据是:在最大负载时——通常是 PICmicro MCU运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3上的电压降要足够低从而能够满足PICmicro MCU的最低VDD要求。
* ^; k" \0 c9 v& x8 j技巧四:使用开关稳压器,从5V电源向3.3V系统供电
/ b3 d X$ R0 I如图4-1所示,降压开关稳压器是一种基于电感的转换器,用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制MOSFET Q1的导通(ON)时间来实现的。由于MOSFET要么处于低阻状态,要么处于高阻状态(分别为ON和OFF),因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。 + j( d* l/ ~- @% C
当Q1在这两种状态期间时,通过平衡电感的电压-时间,可以建立输入和输出电压之间的关系。 * e$ z) k. |3 R, l$ u
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对于MOSFET Q1,有下式: 1 A& v. i9 r0 B9 D2 C
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$ t$ S7 k" ^+ V( p在选择电感的值时,使电感的最大峰-峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值,是个很好的初始选择。 # M( V- u5 \( d' h+ ?7 |. C
+ l/ ?3 s0 N/ s3 v1 q在选择输出电容值时,好的初值是:使LC滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载,电压过冲能处于可接受范围之内。
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$ |& S% }0 `) _4 m' H7 z在选择二极管D1时,应选择额定电流足够大的元件,使之能够承受脉冲周期(IL)放电期间的电感电流。 . x( y0 q% ^$ S+ Z
数字连接 在连接两个工作电压不同的器件时,必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后,可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表4-1是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时,请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 ; u; @, S. h6 ^. B3 P; O
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技巧五:3.3V →5V直接连接 2 F+ n- G- y8 }( W: H6 _: Z) n
将3.3V输出连接到5V输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下2点要求: • 3.3V输出的VOH大于5V输入的VIH • 3.3V输出的VOL小于5V输入的VIL
% S4 j$ r- J: `% ^- S能够使用这种方法的例子之一是将3.3V LVCMOS输出连接到5V TTL输入。从表4-1中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。 0 X9 |4 \1 `: B: M9 b8 u
3.3V LVCMOS的VOH(3.0V)大于5V TTL的VIH(2.0V)且3.3V LVCMOS 的VOL(0.5V)小于5V TTL的VIL(0.8V)。 3 i) f0 p4 H" _4 M% t j" {0 k
如果这两个要求得不到满足,连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、8和13。
; u& c) f5 t5 y- T) q技巧六:3.3V→5V使用MOSFET转换器 : a7 m* H: Z- c$ K* Q; k7 d" x
如果5V输入的VIH比3.3V CMOS器件的VOH要高,则驱动任何这样的5V输入就需要额外的电路。图 6-1所示为低成本的双元件解决方案。
+ _' f1 j7 r4 t在选择R1的阻值时,需要考虑两个参数,即:输入的开关速度和R1上的电流消耗。当把输入从0切换到1时,需要计入因R1形成的RC时间常数而导致的输入上升时间、5V输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算:
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由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的,提高输入开关速度的惟一途径是降低R1的阻值。而降低R1阻值以获取更短的开关时间,却是以增大5V输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常,切换到0要比切换到1的速度快得多,因为N沟道MOSFET的导通电阻要远小于R1。另外,在选择N沟道FET时,所选FET的VGS应低于3.3V输出的VOH。
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