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续：控制环路设计的解决思路，5个步骤告诉你！（前三个步骤）0 i) s0 m( w: W- A/ x: U4 ^0 Z) V- d
7 r H- Q1 t* }+ O: R+ C04
5 f9 y, u. U2 k+ ]/ p' m如何设计控制环路？& {, ^& O$ d* Q9 ]% {0 M. j+ L
/ R) x/ j2 J3 G; G" V2 e) Y
/ _4 ^$ ^$ a7 w" c& D+ v4 v! d1 f8 a经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:
$ n: {7 E. S' s) L {+ w- Q W* M3 z8 h! n
1)画出已知部分的频响曲线.
/ y+ i+ v& }4 C- b
9 C+ d; j, |) l- @5 G+ [( Y2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.
2 v0 g0 U; u/ i$ ^1 {
/ O, P+ Z" x, j' C3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.
+ [, I/ k: n# m, s
x1 S0 ]( \ S* t6 j w上述过程也可利用相关软件来设计:如Pspice,POWER-4-5-6.一些解释:1 Z2 X: g4 |. \. ^# J2 E
1 R3 p; {4 |1 [4 K, W. r& ^3 f
/ L" h5 W! J5 n
3 O/ O: \. Q* e# X
. ^7 T* Z6 o+ @5 ? b已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.
. y* X4 [7 |; {2 c) Z# p$ R; n2 W9 p
: ^; I; ?+ [% }) w0 b, C, o
" W; P- v) M2 ]1 `1 r; r环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10。+ w* X* b6 _; W* ~' ]2 Y
8 x/ {0 t, a* h( b+ V2 A
3 @# Z y9 @+ l5 I$ j& ?05
8 ~' k& E% z9 W r$ J& g反激设计实例
# P: M/ b! o Y: }5 }
4 ]. j/ G/ a- o/ U条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A
% T3 }0 ~6 F; w& j7 N; c& A2 t( U' j7 u+ X N
初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T) A- A1 |/ U; ~
6 @& g* _& _1 q
次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K$ H; S8 G! t: q7 j
& X+ E- ]! a2 `2 p* |4 ~+ F: k; E
电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆7 |2 _9 \) S9 ~7 b" Q+ J
( C- J4 B5 O- @4 a3 N2 u
% Z/ M- s4 K9 v: D
下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制) m! F% R; l+ }' v# y# k* b9 m
9 H0 j5 F1 ^3 {% O( y假设用3842,传递函数如下4 L( n! F- M3 Z- Q/ }' N+ K s
4 J4 Q1 b4 m+ v0 C% U: C9 j4 u. h
) [. c2 C! R2 z+ C8 D
" m# H" ^) h+ j1 u. T
( q- v, z5 J4 I* H' n( s2 A1 b: ~
* \7 z7 w% X; c, r3 D1 R( k
& L5 j* ]8 x$ l" J! K
5 E% V4 w7 d. K3 F此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.8 O$ E. B5 s: K. n/ R& X
! [2 O" Z, P/ h! G; h
分两种情况:
( T/ C9 f7 {+ o( h2 k
- b" j7 Q1 S6 jA)输出电容ESR较大3 n$ A/ @3 K2 E5 B% L% c# }
- @. o" E9 n& F% U
1 N7 e8 h* P% U1 H0 Z9 x1 r/ B0 {
. m. g# ]/ q( G8 T
: ^" j* Z& @+ w; T0 \+ ~# ]
# l) E- }( ^3 X
' q& `0 i9 q4 V6 d8 g) ^9 Y
* P! A; e7 o8 G
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.% |1 s, r& l% N( l G; Y C
8 f( {. p* s; T- z
1 x, l O8 z! v! H$ W/ h& w8 r% M) N
2 q9 X+ _- V' l2 y, W8 z8 @* w另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.
" J* h. R5 H5 x o0 S/ `; L% a6 i8 J9 R# m$ ?5 J
设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.# z0 k4 M" i$ X8 P
) l E- W: P+ Z/ X- ^
8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33) 20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB
! l3 Z: i3 Z4 o# P! e4 v3 H! ?$ y3 V# z) O- t$ R6 Q. }4 z" P- G1 }
所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42
2 [$ ^" @; Q9 O0 Q. {/ @8 g$ I# \# r2 U9 [. F) X# Z% @& k
C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度
/ _$ {5 h1 f5 t! e1 h9 d6 p) H$ j, {; ~7 Z! y) b; n
9 [6 G- q+ o4 X& k1 N% i
! M8 e/ m9 E9 B# z* o2 a
# [/ d0 {7 }2 ]5 R
( b) [. w d* K# X. o) j% k$ x
$ V$ A3 X' [' g- j& [/ d
; p' A; j0 b9 p1 s% ] x- P
( s8 A- p! \. j7 ?' o* T8 W% R- q6 q' k
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大.7 H, y; [; V' Q7 `7 a D
5 l9 A/ A W$ L# g# v9 y5 k
Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.
& K$ u6 L! V! o+ h1 @8 i9 d* q7 d3 D5 J: V0 o" U" N* y
如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.. T1 C1 Q, {* s3 S! T) l
% E2 L5 e% m. d$ L1 G& \三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K* k5 [6 q4 F6 k. A
- r3 u$ u. _8 i X) M5 k$ ^
1 C! v3 j8 x: {8 g9 f3 p$ X; O) M d! n8 U
数值计算:
) X. s" _, x$ i5 s- w* R2 {& S; o0 s4 y
8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33) 20*log19.4=-18dB
0 Q% v: \" z1 H: Q7 z0 `$ _
9 s1 y& f% @$ V2 r8 P因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB
8 h& c/ T0 G. V; r v
2 V1 ?$ D! Q; U7 p7 D3 f( C所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18 20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6. q; A6 x5 F& }( |! l ^
# d( z, D! n# a6 H6 p( R
推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2! U1 D6 h2 t v
7 G. L: w1 _0 q; F ^! Q' J5 @# G推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1
, ?$ {* T) C( }2 j# j8 o' d) q7 a2 X/ p% B; V; c
推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.$ ~" g& ?* ?# Y0 X# o. G/ h$ ^0 _
% ?5 V, {5 d3 J* U3 f# g& R% f9 Z3 n4 j0 S! M+ u* ]" l; q
# j q8 W8 ]" @相位# U+ ~) H. r' m. c) [ u$ `' |
& D& l4 G0 I( v* b/ d$ P2 W6 U1 I
$ s& A& s% U. {* D) W. I% ?: d. C) `. ], c4 n0 z$ q& |
8 o3 C& c1 K# z, O5 F& ?0 R
" j$ x4 V& H: u" X; l- Z0 \7 D3 U, s$ c$ B$ r6 P
fo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.
' g0 }* t. d0 v" c* s( a1 [$ Q' M7 l( H7 b3 Y# @) G
I2 w- V( H% z
1 P7 n& P$ [0 ^& p0 j% B6 [) H1 W- j* o) D+ b8 D. p- x" m1 L4 }5 Q5 o
3 ?' y3 j5 P H1 e( u
由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90 (-90) 45 45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.
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* W7 ?' \0 B* q5 @+ |. m
& }, ^3 y' n5 Y# c9 W$ X元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.
1 M U* I5 B+ w) f/ m
- y8 t" g% `) {% l* x
: N3 ~3 O. u! `$ \" p6 x8 o, W0 @. Y% o! @
+ o( Q0 i, w* b
1 V$ G+ l L" N+ i R( k, c* J3 p) {. a4 H
, i+ J( N6 [' D0 \
蓝色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.
0 [' D: E" o* K0 z+ Q
0 Z( Z H( x! v4 ]! ~如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.
8 ]2 w) n) y0 {1 |& L9 i: Z ^% D3 V
同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.
! O$ K9 q: r! L! W* e) ]
8 S+ `" M8 u" N2 v* P* u1 G7 y6 u! O我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.
/ X4 ~. t" N* ~% S" E) b7 t' \) i; }9 x5 [
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发表于 2021-5-11 10:06
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