电源，地平面的分割技巧

jimmy

1 引言 " j# {. w# [7 Y 在印刷电路板上是没有"真正"的地的，而通常所说的"地"一般都指的是回流路径或参考平面。对于实际的PCB来说，最好的"地"应该是一个完整的、公共的地平面。这种"简单"的地可以减小PCB上走线之间的串扰，减少电磁干扰。但是当电路上出现ADC／DAC时，地平面就变得很复杂了。模拟器件需要接到模拟地"A G N D"，而数字器件需要接到数字地"DGND"。随着数模混合电路的大量运用以及集成度的提高，越来越多的问题摆在了我们面前，例如：什么情况下需要分割地平面，对于分割的地平面是否需要桥接等等。 * u* c! `) P6 t4 g% w 0 }& x) Z9 f; b6 i# R% n9 Y  `2 不完整的地平面 & n. I  X" {0 _/ [, I/ F. ~* I! Y* X $ R3 @4 U; U1 u, y地平面分割通常出现在数模混合的PCB上。不管是地平面还是电源平面，对于回流信号都是一样的，它们都作为一个参考平面为回流信号提供一个返回路径。在高频时，由于趋肤效应，返回电流总是贴着信号走线下方流动。但是当参考平面上出现沟槽时，返回电流就会绕过这个槽。图1所示即为带有沟槽的不完整地平面对回流路径的影响。这个绕行的回流增加了整个回路的电感，增加的电感可由下式计算得出： L=5Dln(D／W) (1) 式(1)中：L为电感，单位为nH；D为沟槽长度，单位为in；W为线宽，单位为in。这个电感会使电路的上升时间增加，并加剧线路之间的串扰，同时使该电路Q 值增大，从而有可能发生谐振。 PCB上一个闭合路径可以等效成为一个电流环天线，绕行的回流增加了环路的面积，使回路的辐射增大。图2所示为一条微带线分别具有完整参考平面和不完整参考平面时的近场辐射测试图，频率范围是20 MHz～1 000MHz。从图2中可以看出当微带线跨越分割以后，其辐射增加了20dB左右。 3 参考层的分割 1 \8 L& g* [; \ 既然不完整的参考层平面会带来如此多的问题，那么为什么还要对参考层进行分割呢。分割的参考层一般出现在数模混合布板的情况下。数字电路对噪声的敏感度大大低于模拟电路。一般情况下数字电路的敏感度在十几个毫伏左右，而模拟电路的敏感度为微伏级别，两者差别达到了10 000倍(即噪声隔离度为80dB)。如果模拟与数字电路共用同一个参考平面，数字电路的开关噪声就很容易对模拟电路造成共阻抗干扰。例如当AD转换器的数字输出为低电平时，容性的负载或者数字输出引脚的寄生电容就会通过：DGND放电，这时就会有一个高速的大电流通过DGND引脚。 这个电流会在DGND的寄生电感上产生一个瞬时的电压，使得参考平面的电位出现波动，这个电压也被称作同步开关噪声(SSN)。芯片的设计者和PCB工程师都意识到这个噪声对模拟电路的影响，AGND引脚以及单独的参考平面能很好地解决这个问题。但是如上所述，不完整的地平面会带来很多其他问题。如何解决数／模噪声隔离和不完整地平面带来的问题成为了数模混合布板的关键。 " M' \$ |6 e3 Q8 P( Z通常，PCB T程师都把数字地平面作为一个完整的平面来考虑。而把数字地作为一个平面来考虑不宜于理解数字电路产生的共模噪声是如何影响模拟电路的。为了更好地解决共模噪声的问题，假设地平面为一个框，用这个框来代替一个完整的平面，如图3所示。电流从这个框的上部和下部分别返回到电流源。 如果这个框通过两点连接到另一个区域，由于框的阻抗不为0，在这两个点之间就会产生一个电压。尽管这个电压很小，但还是会迫使电流流入另一个区域，从一点流入，另一点流出。而当两个区域之间只有一个连接点时，电流无法仅通过一个连接点流入另一个区域，而又从同一个点返回。这时两个区域是相互独立的，电流无法流人或流出，如图4所示。把这种形式引入到模拟地与数字地中，用沟槽分割数字地与模拟地，再通过桥连接两者，这样既可以保证DGND与AGND引脚之间有相同的电压，而且隔离了数字电路产生的噪声。使用桥的好处类似于有护城河的城堡。只有具有过桥通行权的信号才被允许通过。这条通过桥在参考平面上形成的回路是唯一被允许存在的路径。 ! r) N7 p' y  o5 A大多数A／D转换器芯片内部的模拟地与数字地是分开的，需要从外部用最短的引线将AGND和DGND连接到同一个低阻抗和相同压降的地上。只要连接的桥足够宽和短，就能为AGND和DGND提供几乎相同的电压。一般情况下A／D转换IC放置在桥的正上方。如果系统中需要多个A／D转换器，例如4个A／D转换器，不能在每个A／D转换器下面都将模拟地和数字地连接到一起，否则就会产生如图6所示的多点连接，这样桥的隔离就毫无意义了。有的工程师此时会建议使用统一的地。对于一些低敏感度的A／D转换器可以使用统一的地。例如，8 bit的A／D转换器，噪声隔离度只需要60dB或更低。这时就可以使用统一的地。但是对于一些高敏感度的A／D转换器，例如噪声隔离度要求80dB，建议每个A／D转换器使用一个单独的模拟地，每个模拟地再单独与数字地单点桥接。把参考地分为N+1块，N为A／D转换器数量，"1"为数字地，这样就可以提供高噪声隔离度。 & O3 u- P4 |. ]3 D4 x当使用差分、变压器耦合或者光耦合这类的漂浮输人时，没有必要使用桥连接模拟地与数字地。因为这些漂浮输入不需要有直接地-地的连接。模拟输入以壳体为参考点时，情况就要复杂得多了。因为模拟地需要连接两个"地"：一个是A／D转换器的地；另一个是壳体的地。一旦同一个模拟参考平面连接了两个地，就会出现杂散电流。这个杂散电流使得桥的隔离噪声的作用消失，如图5所示。如果这时数字电路的I／O接口也是以壳体为参考点，一旦模拟地和数字地都与壳体建立连接，数字地中的电流就会通过壳体流人模拟地，再通过桥返回到电流源。这个电流流经敏感的模拟地时就会对模拟器件形成干扰。 9 q) E# j+ a# L9 v4 分割参考平面的原则 / v. P  @9 \7 v2 Y1 u- Q2 N # e+ W( r3 F4 Q1 i6 }/ w) [6 ?通过以上分析可以看出模拟信号尽量以差分、变压器耦合或者光耦合的形式输入。如果模拟输人量为这类漂浮输入，模拟地不需要与数字地进行桥接，从而断绝了杂散电流的回路。其他形式的模拟信号输入需要与数字地进行桥接。当有多个A/D转换器时，每个A／D转换器对应一个单独的模拟地，并且每个模拟地与数字地单点相接。例如系统有4个ADC，ADC1的模拟信号以差分形式输入，地分割的拓扑原则是"N+1"，除去ADC1以外，每个单独的模拟地再与数字地单点相接．如图6所示、 . F1 G9 S+ D* \如果输入模拟信号必需以壳体地为参考点，则可以将桥的数字地端接到壳体的地，从而使杂散电流不会流入到模拟地。如果输入的模拟信号和数字的I／O口都是以壳体地为参考点的，应该在整个PCB的下方多加一层金属薄片，并且使PCB上每个单独地区域的边缘都通过螺孔与这片薄板相连，如图7所示。这片金属薄板为杂散电流提供了低阻抗路径，对噪声隔离有一定的改善。 如果地平面已经被分割了，就绝对不能有信号线跨越分割。有工程师坚持要使信号线跨越分割，这时可以使用射频扼流器，但射频扼流器并不能从根本上解决跨越分割引起的辐射，并且只对频率极高的信号有一定作用。如图8所示，一条特征阻抗50 Ω、终端开路的无损微带线；地平面上有一条长5cm、宽2mm的沟槽。 ' y9 P4 Q# U0 F该系统可以看成一个单端口器件，其损耗主要由沟槽的辐射引起。因此可以通过系统的S11 参数来反映沟槽的损耗。该系统的S11参数如图9 所示。 如图10所示为在地平面切割出的射频扼流器，它们改变了沟槽的形状(长12mm、宽6mm)。由于沟槽形状的改变，使得阻抗失配，从而在沟槽内部形成多次反射。其S11参数如图11所示，从图11中可以看出，当频率高于8GHz时射频扼流器的作用比较明显。利用互补天线原理，长为L、宽度为W的微带天线的辐射阻抗为： 当L从2mm增加到12mm时(W=6mm不变)，Rr增加了。利用巴俾涅原理和互补天线理论可知沟槽的辐射阻抗减小了，从而改善了沟槽的辐射。 4 N% J- K) p6 i( L& A9 V1 U! p大多数有关地分割的书或文章中都建议在桥接时把桥做得又短又宽，最好能和跨接的A/D转换器的宽度一样。但是笔者不建议把桥做得太宽，因为太宽的桥有可能提供了两点或多点桥接。如果桥的宽度太宽，超过数字信号上升时间的电气长度就会形成多电连接，为同步开关噪声提供回路。上升时间的电气长度为： 0 s/ r% R" {8 @0 y1 [ 6 F1 X" \7 f' O$ B式(4)中，L为电气长度，单位为in；Tr为数字信号上升时间，单位为ns；PT为传播时间，单位为ns·in-1。例如对于上升时间为1ns，材料为FR-4(传播时间大约为1／6 ns·in-1)的PCB来说电气长度为L=1in。因此，桥的宽度最好不要超过1in。

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本文摘自《电子与封装》

lamkatung

没有式4

wq0429

你好图片无法显示出来可以私发我一份吗

yerufeng

时间久了，图片看不到