IGBT安全工作区的物理概念和超安全工作区工作的失效机理

冬1988

摘要：本文阐述了各安全工作区的物理概念和超安全工作区工作的失效机理。讨论了短路持续时间Tsc和栅压Vg、集电极—发射极导通电压Vce(on)及短路电流Isc的关系。
- K- ^1 M; b: T) k& G/ i3 n- b9 Y关键词：安全工作区 失效机理 短路电流Tsc
1、 引言
% q( a) g4 Z( L$ L6 j( c半导体功率器件失效的原因多种多样。换效后进行换效分析也是十分困难和复杂的。其中失效的主要原因之一是超出安全工作区（Safe Operating Area简称SOA）使用引起的。因此全面了解SOA，并在使用中将IGBT的最大直流电流IC和集电极—发射极电压Vce控制在SOA之内是十分重要的。SOA分为正偏安全工作区（FBSOA）、反偏安全工作区（RBSOA）、开关安全工作区（SSOA）和短路安全工作区（SCSOA）。
2、 各安全工作区的物理概念
8 l: Q0 w( R. _3 b7 [IGBT的SOA表明其承受高压大电流的能力，是可靠性的重要标志。
2.1正偏安全工作区（FBSOA）
9 o( b0 |; S% h! |9 ~, f5 kFBSO是处于Vge>阈值电压Vth的输出特性曲线的有源区之内，如图1所示。图1中ABCDO所包围的区域为直流安全工作区。AB段为tc=80℃限制的最大直流电流Ic。B点对应的IC和Vce的乘积等于最大耗散功率Pcm。BC段为等功耗线。CD段为二次击穿限制的安全工作区的边界，此段不是等功耗。随着Vce的增加功耗下降，Vce越高功耗越低。这说明高电压强电场状态更容易出现失效。
由图1可见，随着脉冲宽度减小SOA扩大。这里要说明的是手册给的FBSOA，除DCSOA之外。一定脉冲宽度下的脉冲SOA，均是单脉冲安全工作区。而且FBSOA只考虑导通损耗，不包括开关损耗。所以FBSOA只适用功率放大器的A类、B类及短路工作没有开关损耗的工作状态。对于一定脉宽和占空比的连续工作，其安全工作区应使用瞬态热阻曲线的计算来确定。
' f7 ^" _/ ?9 t  h) g3 e2.2反偏安全工作区（RBSOA）
- p. y3 D: w* l/ TRBSOA是表明在箝位电感负载时，在额定电压下关断最大箝位电感电流Ilm的能力。Ilm一般是最大DC额定电流的两倍，而额定电压接近反向击穿电压。PT型IGBT和NPT型IGBT的反偏安全工作区略有不同。PT型IGBT的RBSOA是梯形SOA，NPT型IGBT的RBSO是矩形SOA。如图2所示。可见NPT型IGBT。在额定电压下关断箝位电感电流的能力强于PT型IGBT。因此，PT型IGBT不适用于电感负载电路和马达驱动等电路，而且短路持续时间TSC较短，一般不给出短路安全工作区。所以，NPT型IGBT的可靠性高于PT型IGBT。
! B: i8 X% c! _: ]2.3开关安全工作区（SSOA
, h7 T2 d7 W' G2 @开关字全工作区如图3所示。由图2和图3可见，SSOA和RBSOA相似，都是矩形的。所不同的是RBSOA只考虑关断时承受高电压大电感电流的能力。SSOA不仅考虑关断状态，同时也考虑开启瞬间。所以SSOA兼顾FBSOA和RBSOA两种状态的考虑。另外，纵坐标的电流，RBSOA是Iim ；而SSOA是最大脉冲电流Icm。一个是最大箝位电感电流，一个是最大脉冲电流。而且两者在手册中给出的数值又是相等的。现在有的公司只给出SSOA，不再给出FBSOA和RBSOA。在IGBT开启时，往往是Vce没有降下来，Ic就达到负载电流Il。在有续流作用时还要达到Ic +Ir r m。Ir r m为续流二极管的最大反向恢复电流，因此导通过程也存在高压大电流状态。
' m1 U& L3 W8 m, t; g2.4短路安全工作区（SCSOA）
SCSOA是IGBT C—E间处于高压(额定反向电压)下，G—E间突然加上过高的栅压Vg，过高Vg和高垮导的作用出现短路状态，其短路电流ISC可高达10倍的额定电流IC。这和SSOA的开通状态比较相似，但ISC>Icm。在整个短路时间Tsc中，IGBT始终处于导通状态。在此状态下IGBT的耗能在四种安全工作区最大，出现失效的几率也最高。SCSOA如图4所示。
4 p. F9 |6 B! U4 `/ h  E3、 超SOA的失效机理
安全工作区，顾各思义工作在SOA内是安全的，超出将是不安全的，或引起失效。由于四种安全工作区的偏置状态不同，超出SOA的失效机理也是不同的。FBSOA、SCSOA和SSOA的开启状态均为正偏，而RBSOA为反偏。众所周知，IGBT失效的主要原因是寄生SCR的锁定（Latch-up）和超结温tj工作出现的烧毁。
（1）RBSOA的失效：在额定电压下关断箝位电感电流Ilm时，由于关断来自IGBT发射极的沟道电子电流，寄生PNP管发射极注入到高阻漂移区（PNP管的是基区）的少子空穴一部经过PNP管的基区从IGBT的发射极流出。当该空穴电流Ih在NPN管的基区电阻R b上压降Ih·R≥0.7V时，NPN管导通，其共基极放大系数αnpn迅速增大。同时由于PNP管的集电极处于高压，集电结耗尽层宽度（Xm）很宽，使PNP管的有效基区Wb变窄，α pnp也增大。当α npn+α pnp1时出现动态锁定而烧毁。因此直角安全区是IGBT可靠性的重要标志。由图2可见NPT型IGBT具有直角SOA，而PT型IGBT是梯形安全工作区。这说明PT型IGBT在额定电压下关断的箝位电感电流Ilm比NPT型IGBT要小。其抗高压大电流冲击能力和短路能力都不如NPT型IGBT。
对于SSOA的关断失效机理和RBSOA的失效是相同的。
对于FBSOA、SCSOA和SSOA的开启状态，三者都工作在有源区的高压大电流状态，因为处于正偏而瞬间电流为DC额定电流的2-10倍。IGBT中寄生的NPN管和PNP管的α npn和α pnp均随工作电流的增加而增大。当α npn+αpnp1时出现静态锁定烧毁。
（2）SCSOA的失效：由于短路电流ISC可能高达10倍于直流额定电流，在短路时间TSC内产生的焦耳热过量，来不及消散而产生热烧毁。
例如：100A 1200V的NPN型IGBT，当TSC=10μs时产生的能量：
ESC=Vce·Ic·Tsc=12焦耳。
2 ]* {0 ^7 @8 f  W/ i3 l& V1 x4 |该能量产生在P阱PN结耗尽层X m中，耗尽层中的电场ε=1200V/Xm。这时，Xm （1200V）约为200μm，所以ε=6×104V/cm。定义εm≥3×104V/cm为强电场，现在，ε>εm电子在强电场下的漂移速度达到饱和。饱和的原因是强电场下光学波声子散射，通过光学波声子散射将外电场的能量传递给遭散射的晶格。量子物理提出一个基本事实：“尽管在固体里面电子是在密集的原子之间高速运动，只要这些原子按严格的周期性排列，电子的高速运动并不遭受散射”。Si单晶片和外延片中的缺陷就是晶格周期排列的破坏。缺陷密度大的部位散射截面就大，这时，从外电场接受的能量就多，该部位晶格振动就剧烈，使晶格温度t1升高。当t1大于硅的熔点(1415℃)时，出现Si熔洞而烧毁。这就是为什么烧毁的器件解剖后均发现Si熔洞的原因。这里我们从超出SCSOA的应用为例对烧毁机理做了上述分析。对于超出SCSOA的应用为例对烧毁机理做了上述分析。对于超出FBSOA、SSOA和RBSOA一样，只要偏置电压和偏置电压对应的耗尽层宽度Xm之比大于3×104V/cm，均可能产生上述烧毁。
$ U3 L- a8 L0 t$ t解剖发现Si熔洞的面积A si约100μm2~1mm2。晶格温度为：
T1=Ic·Vce·Tsc/Dsi ·Csii·Asi·X m （1）
式中Dsi和Csi分别为Si比重和热比。Csi=0.7焦耳/克℃，Dsi=2.328克/cm3。我们假设在10μs的短路时间内产生能量的10%让强散射区吸收，并取Asi=1mm2，将相关数据代入（1）式得：t1=3600℃。该温度已大大超过Si的熔点1415℃，难怪烧毁后的Si片出现熔洞。
9 I6 `& Q7 x; R% Y9 W- \' \* v1 J
3 M% C+ {" B- c9 Y; t4、 短路持续时间Tsc和栅压Vg、集电极—发射极导通电压Vce(on)越大Tsc的关系
. d3 k8 h& Q! t5 w9 G' N0 A, f3 k

图5表示Tsc ~Vce (on)的关系曲线，可见集电极—发射极导通电压Vce（on）越大Tsc越长。图6表示Vg和Isc、Tssc的关系，由图6可见随着Vg的增加Tsc下降而Isc上升。

; X/ W5 O# D4 m+ I从目前IGBT生产中所用Si材料来讲，有外延材料和高阻单晶材料两种。用外延材料生产的IGBT在高压击穿时耗尽层穿通高阻移区而称为PT—IGBT。用高阻单晶片生产的IGBT，由于高阻漂移区较厚，高压击穿时不被穿通而称为NPT—IGBT。从沟道来分有平面栅和沟槽两类。PT-IGBT又分为PT、SPT（软穿通）和FS（场中止）IGBT。PT、SPT和FS-IGBT都有缓冲层，FS实际也是缓冲层，其结内电场为梯形分布。PT、SPT和FSIGBT可以做成平面栅，也可以做成沟槽栅。沟槽栅具有更低的导通压降Vce(on)。外延PT—IGBT的最高击穿电压为1200V。1700V以上的IGBT多用于高阻单晶材料，其结构为NPT结构。NPT—IGBT可做成平面栅，也可做成沟槽栅。加缓冲层的NPT结构又称FS—IGBT。
2 z( G4 c! m0 e- Q+ x3 m从短路能力来讲，外延片产生的PT、SPT或FS—IGBT，手册中均没给出SCSOA。不能满足Isc/Ic=103Vg≥15V，在额定电压下Tsc达不到10μs。此结构的IGBT的Vce(on)为负温度系数，不适于并联使用，适于开关电源电路。不适于有短路要求的马达驱动电路和电压型逆变电路。用高阻单晶Si生产的NPN—IGBT和沟槽栅场终止IGBT都给出了短路额定值SCSOA。在Tsc≤10μs，NPT—IGBT在额定电压下Isc/Ic=10，沟槽栅场终止IGBT Tsc≤10μs时，Isc/Ic=4。Tsc除了和结构有关外，尚和IGBT自身的垮导gm以及使用的Vg有关。在Vg一定的情况下，Gm越大Isc越高而Tsc越短。在不影响导通损耗的情况下，适当降低Vg使其不要进入深饱和区，可降低Isc和增加Tsc。Tsc越长过流保护电路的设计越容易满足。
  n; L" C5 X( K6 t& z& t5、 几个问题的讨论
4 o6 _3 b6 F6 [  y  \: q9 |5.1 如何评价IGBT的短路能力
短路安全工作区实际是脉冲宽度为Tsc的单脉冲工作状态。单脉冲下的耗散功率为
Psc= t j –t c/Z th (T sc) （2）
8 R$ h% r5 A/ H$ g+ X式中t j和t c分别为结温和壳温，Z th (T sc)为脉宽下Tsc的单脉冲瞬态热阻。短路时：
5 x% L7 j& V6 W- ]4 i' p* `Psc = Vce·Isc 代入（2）式得
Isc = t j –t c/Z th (T sc)·Vce （3）
或 Z th (T sc) = t j –t c/Vce ·Isc （4）

图7是100A/1200V NPT—IGBT的瞬态热阻曲线。
当已知Tsc时，可求出脉宽为Tsc时的Z thjc。这时，t j应为150℃，t c=80℃，代入（3）式可求短路时间下的。由（4）式可求出Vce和Ise下的Z th (T sc)。由可用图7查找脉动冲宽度Tsc。
: ]2 z9 r5 f" H0 m例如：Tsc=10μ，Vce=1200V，t j =150℃和t c =80℃时求可承受的短路Ise。由图7可查得Tsc=10μs时Z th (T sc)=2.3×10-4℃/W，代入（3）得：Ise=253.6A。若Ise=1000A，Vce=1200V代入4>式求出Z th (T sc)=5.83×10-5℃/W，由图7可知Tsc10μs。
5.2Vce(on)越高越长的讨论
( h& ]/ P) Z! i" p# q+ QNTP-IGBT的Vce(on)大于PT-IGBT的Vce(on)。在额定电压和电流相同情况下，NPT-IGBT的Vce(on)大的原因主要其高阻漂移区W n宽，在额定电压下对应的耗尽层宽度X m没有完全穿透W n即W n>X m。尚存在一定厚度的高阻区所致。我们可以认为IGBT的导通电阻Rce(on)= Vce(on)/Ic。在一定的Ic下Vce(on)越高Rce(on)越大。该电阻实际上是寄生PNP的管基区的纵向电阻，它对由PNP管发射区P+注入来的空穴电流起到均流作用，这样流过强电场区的空穴电流较均匀，使得整个空间电荷区内功率密度均匀，减缓热点的产生，从而延长了短路时间Tsc。另外，当出现过载或短路时剧增。在Rce(on)上的压降增加。这时耗尽层X m中的电压为Vce(on)—Ic ·Rce(on)。所以Rce(on)（Vce(on)）越大，X m中的电场子越弱T1也就越低，Tsc就越长。
. z; d4 ~, l" \& P6 O( R5.3为什么PT—IGBT不能用于马达驱动电路
/ r+ v( V4 K# H( ~( y( F! ~PT—IGBT手册中均没有给出SCSOA。也不希望用在有短路出现的电路。正如前述PT—IGBT是用高阻厚外延Si片产生的。高阻厚外延是重掺杂P+单晶片上，通过外延技术生长N+和N-外延层。重掺杂P+单晶片本身缺陷就较多，而外延生长过程中又要引进大量的层错、位错外延缺陷。所以PT—IGBT在高压（强电场）大电流下工作，强散射区较多，容易产生发热点，在较低能量状态下则出现烧毁。这就是说短路时间Tsc和IGBT生产材料、工艺及结构有重大关系。
, r. q/ M. z' \9 w" j/ n! ?+ K6 结语
半导体器件失效机理是一个比较复杂的问题，现在正处于认识的不断深化阶段，本文提出强电场机理，仅供分析中参考。


7 S  A* \7 i4 J2 [6 ?. S8 A

sdsdwwwe22

所以SSOA兼顾FBSOA和RBSOA两种状态的考虑。