看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

Diabloa

看看通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

摘要：任何通用的RF器件,不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比(ACLR)都受器件三阶互调失真(IM3)的影响。可推导出器件的IM3与三阶输出交调截点(OIP3)之间的关系。本文介绍了估算ACLR的公式推导，ACLR是IM3的函数。

' T" X' D3 n  i  T( KACLR/IMD模型为了了解RF器件的ACLR来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的CW副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续RF载波由四个单独的CW副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。

图1. 宽带载波信号的副载波模型

: Z3 V) P0 E+ h
  s5 s5 J- x& }  ?2 m图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波(1和2)，可以考虑RF器件中的任意IMD3失真引起的三阶IMD分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的IMD3失真结果。

来自副载波1和3的IMD3分量在与载波1间距相同的频率处具有IMD3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” IM分量。同样，来自副载波1和4的IMD3生成的失真分量距离载波边缘更远。

  ]# h+ g' C& k4 }; W! f注意这里还存在其它的IMD分量。副载波2和4产生的IM3分量直接叠加在副载波1和2产生的IMD分量上。这一累加效应会使距离RF载波边缘较近的IMD分量的幅值比距离RF载波边缘较远的IMD分量高，产生ACLR失真频谱中的“肩”特性。Leffel1发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的IMD分量的这种累加。

: k1 H: J2 E% Z; L这种方法可以定量地预测单独的IMD3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度2。多个宽带载波的ACLR性能与该模型中的ACLR非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的ACLR处于IMD3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的ACLR比单载波系统的ACLR差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的ACLR性能。这种基本方法只通过OIP3参数来预测RF器件的ACLR性能。基本关系器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：
8 f) W6 Q4 m: G' m% K
IMD3 = (3 x Pm) - (2 x OIP3)

其中，
; u- p& H/ ]6 o/ nPm = 双音测试例子中的每个单音功率
IMD3 = 三阶IM3，以dBm为单位，表示绝对功率
OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
( u# V( i3 j7 @9 h- y
为了方便，可将该公式重写为相对IMD3，即与功率电平(P)有关的IM3性能。

1 E5 v7 }0 k% qIMD3 = 2 x (Pm - OIP3)

其中，
" _, J" D/ x; h( E7 g+ x
3 ^; p- }8 w1 [' b3 ~2 |Pm = 双音测试例子中的每个单音功率
1 M0 t* p6 l  y' M1 t: v: ?2 s, _- \IMD3 = 三阶IM3，以dBc为单位，表示相对功率
& n8 J- |3 \' w1 v5 @- SOIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
7 H% _: Q$ t% v0 f$ }& ~

例1以总输出功率(Ptot)为+30dBm，OIP3为+45dBm的功率放大器(PA)为例。这样一个PA的相对IMD3可利用上述公式推导得出。但是，IM3双音测试中每个单音的输出功率比PA的总输出功率低3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该PA的IMD3：
; D& I+ B+ A: R& V: E
0 Q; k* S9 o: e$ r% y( IPtot = +30dBm (PA的总输出功率)
Pm = (+30dBm - 3dB) = +27dBm每个单音
0 p( `" A! @# x& b+ J- bOIP3 = +45dBm
" b2 p. T* B) ^- y3 W' c* ~9 q
IMD3 = 2 x (27 - 45) = -36dBcACLR与IMD3的关系宽带载波的ACLR通过一个校正因数与双音IMD3性能相关。该校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。ACLR与IMD3的有效关系如下所示：
4 h) H- Z! K! j
ACLRn = IMD3 + Cn
! R* C9 o9 D$ O
* W  B; U, R( {* w" G其中Cn如下表所示：
) i5 ~! A9 J; e. _

No. of Carriers	1	2	3	4	9
CorrecTIon Cn (dB)	+3	+9	+11	+12	+13

6 s1 n7 Q! R& Y! b8 M/ L2 U  q我们可以将IMD3和ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由RF器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的ACLR。

) x  H) b+ V! z) K: xACLRn = (2 x [(P - 3) - (OIP3)]) + (Cn)
5 p( N8 ^6 @7 V6 q
其中，
' A! m7 l+ d! Y( o" l
3 d5 k' `; r$ P9 y4 U6 wPtot = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
  W- g" e3 ]2 k  R% [ACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
Cn = 上述表中的值

% i. \% ^: {2 u3 N) a) L+ Q例2重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mW，总输出功率为1W。

P/载波 = +24dBm
Ptot = +30dBm，总功率
& @" A: e0 X, B. e0 e2 u% f/ B( JOIP3 = +45dBm
3 M' x) }0 D2 ~
( E, I7 D" z6 z; b/ ~' f  O0 yACLRn = 2 x ((30 - 3) - (45)) + 12
ACLRn = -36dBc + 12dB
ACLRn = -24dBc

3 A$ N1 X3 B7 a9 w重新整理该公式可推导出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改写后的公式如下：

) @2 Y2 X+ H% U/ i8 _+ h5 POIP3 = 0.5 x ([2 x (P - 3)] - [ACLRn] + [Cn])

其中，
, e9 d3 I! \8 _2 C
( R, @5 y. P0 U+ P& }: O2 Q( g! nP = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位
# d9 g$ n' _% b7 n. K4 @! lOIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位
( a. p  B, ^; S; H' }9 _ACLRn = "n"载波的ACLR，以dBc为单位
# j# ?* G3 N2 m9 N# `Cn = 上述表中的值
8 Z% `2 l& r; C# V: o5 i
例3重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波ACLR期望值是-50dBc。

P/载波 = +24dBm
Ptot = +30dBm，总功率
ACLRn = -50dBc
& f3 N  [- ]+ X" R% h9 G: r
7 |4 f% m" X/ L  C* eOIP3 = 0.5 x ([2 x (30 - 3)] - [-45] + [12])
OIP3 = +55.5dBm结论通用RF器件的载波功率电平、OIP3指标和单载波/多载波ACLR性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的RF器件。包括许多通用的RF器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对ACLR的预测精度接近±2dB。

$ `% [+ q7 [1 u! }. T: S
) h$ H$ L2 `5 E. v) m
3 l1 X) R2 {+ J% `+ m, }
5 u5 d# v7 |8 L. m# T

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