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离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反馈控制 2

工作点与极零点变化 举一个常规的应用例子来说明：一个反激转换器，输入电压范围为90V 到360V，负载范为为0到3A，输出电压为12V。并有着下列的电路参数 : LP = 1.1mH, NP : NS = n = 7.7, CO = 1360μF, RESR = 30 mΩ, RS = 0.56Ω, fS = 65kHz, Se = 3.46 x 104 V/sec, GFB = 0.3333。(其中 Se 与GFB 必须由控制IC提供)根据反激转换器的工作原理[4]，在常规的设计里，高输入电压与轻载状态总是让转换器倾向于非连续导通模式；反之，低输入电压与重载的条件下，转换器会走向连续导通模式。其间存在着一条所谓 CCM与DCM 的边界曲线，如图四所示，在曲线上方为CCM 工作模式，曲线下方为DCM 工作模示。(3)式就是代表这条曲线的方程式。 " K3 F: A* w( w 图四、CCM 与DCM 边界曲线 & z! `% B$ q) D8 j" X+ I不同工作点的零极点变化 表一为范例中的直流增益以及零极点位置的计算结果。图五为输入电压与负载电流变化的波德示意图。可以看出，当低输入电压与高负载时，增益曲线较低；反之，高输入电压与轻载时，增益曲线较高。这个事实关系到如何选择工作点作为反馈设计的基准，很显然，低输入电压与重载条件做为反馈设计点是比较恰当的。也就是说在这样的条件下，如果拥有足够的相位裕量，通常也能延伸到其他工作点有着更好的相对稳定裕量。 & A/ u; g+ \2 d/ `2 r表一、不同工作点的直流增益与零极点位置 ' F, Z$ u( M8 x VIN (V) 9 ~) n# n5 \! c4 c8 ]* B4 ~/ { 90 180 4 l& g! O" d+ ^" \4 v 270 360 : s& F& X/ T6 T, q' T 90 90 90 5 [( O! M. @! z! j4 k 360 / L: d9 P) v1 y1 g  T 360 360 IO (A) & H  S$ O$ r2 ]6 f1 A/ C2 @+ _+ W, ^ 3.0 3.0 0 z) ~4 m" n9 ?. w9 } 3.0 + E4 B& [3 y) J- m9 M3 W5 a8 ` 3.0 3.0 - d( X. \- q% O# D 2.0 . X% ?) v: c" s$ L: e$ [. b 1.0 ) o, k% F0 v, u/ J0 B 3.0 & f6 D) @+ c# m  S3 g" i 2.0 1.0 ' @8 y" e5 X6 S' P% k Mode CCM CCM CCM 7 Z1 Y6 a+ e2 O5 {4 _+ N DCM * y, J  `& b% w0 C! x5 Z2 W CCM 8 o; _7 @* o" d CCM   m8 }4 r! I. x  S9 W0 ` DCM DCM DCM DCM G0 (dB) 13.1 ) N% N: O9 E* Y  ] 16.5 17.0 , @5 O. L/ v% X. Z( G& ^" ` 17.1 / d; C- D- g4 B$ Y- y 13.1 15.6 ' S9 [. y/ Y+ W8 f6 j5 W 17.0 # z4 N8 D" ]- Z 17.1 18.8 9 g  V8 Y7 i3 O+ T; F0 E 21.8 fP1 (Hz) ' W- ^- l- W4 J% q' P 59.0 9 L! Z' g! K% Y. N, \ 53.0 $ J. Y; s$ ^, a' K" b  y# h0 @ 57.0 3 M1 D$ P  @6 y6 y6 p 58.5 59.0   l# t- Z* B+ g" }# U* ?) O3 i 44.0 19.5 58.5 39.0 19.5 + g' B6 I1 D9 [* V3 R& K8 q fP2 (Hz) NA NA % }: |7 b& s0 d) ^ NA 0 |) S% s$ `" r5 j: d; m 21.7k NA NA & ]. {& M" r4 i; Y) f 25k 9 `) o) k2 t0 r1 r6 G( f  U, N 21.7k 32.6k 65k ) o2 G/ g( s9 |/ d fZ1 (Hz) 3.9k 3.9k 3.9k 3.9k 4 Z, i# M+ ]# ]3 D# \ 3.9k 3.9k 3.9k 3.9k 3.9k & j5 K+ i2 y/ I6 f7 z" z 3.9k fZ2 (Hz) 16.5k 44.2k 75k 106k 16.5k 24.7k ( [& M7 G# |. [6 [9 x2 {& L 49.5k 106k 160k 319k ; M7 x  j+ Q" v9 ]" s5 Q6 L ' x( {5 s1 ^6 S4 W, E7 i2 [: D* n图五、改变工作点的增益曲线变化 : N( `0 E! E/ G+ W: O1 r# B1 \+ v 三、反馈补偿电路设计从前面的分析得知，不同的操作点有着不同的零极点位置以及不同的低频直流增益，所以存在着许多设计补偿电路的方法。基本上一个Type II 的补偿器 (一个零频率的极点，随着一个低频零点以及一个极点) 最适合做此类的补偿。如果用一个低频零点来补偿功律电路的低频极点，同时利用高频极点来补偿ESR零点，这样将容易获得较好的相位裕量。利用补偿器的中频段增益来设定适当的交越频率，系统将有相当好的稳定度。 一种简单实用的方法便是先设定好一个“目标回路增益”(target loop gain)为： 这样的回路增益在波德图上就是一条 -20dB/dec 斜率的直线，如图六，在低频直流部分有着极高(相当于补偿器的开路增益)的增益，所以整个电路的直流稳态电压调整率理论值可为零。同时，其交越频率fC为 5 \7 u' B/ ~+ L; w" p5 \ 因为斜率近似 -20dB/dec，所以在交越频率有着近90° 的相位裕量。对一个离线的反激转换器而言，交越频率设计在低压输入满载时工作点为800Hz到3kHz为最恰当 (以65kHz 开关频率而言)。 图六、功率电路转移函数曲线(红色)与目标回路增益(蓝色) , `/ a3 x5 \( z5 X) ?设计步骤 2 j( }2 ?8 B1 Z* R: a9 X有了以上的了解与认知后，很自然的一般补偿器设计的方法就可以应用了，现将这些步骤整理如下: 1.选择低压输入与满载做为补偿电路设计基准的功率电路。如前所述，采用这个工作点设计的补偿器可以延伸涵盖到其他工作点，并且有更好的相位裕量。 % h0 m+ p( i1 ~3 |6 K. S. C2.设定交越频率 fC，其回路增益波德图为 -20dB/dec 斜率。越高的交越频率，虽然代表着更快的瞬时响应，但是别忘了反激转换器固有的右半平面零点问题，这个零点无法用传统的极点补偿，所以交越频率必须远低于这个零点位置。实务上，离线反激转换器的交越频率多半设计在3kHz以下。 3.定义一个两极点、一零点的补偿电路，并设定补偿电路的零点为功率电路的低频极点；设定补偿电路的高频极点为功率电路的ESR零点。利用一组Type II 的补偿电路，恰可以结合功率电路的转移函数，成为目标回路增益。 6 G6 b4 O" R" y4.根据功率电路在fC 的增益，算出补偿器的中频增益。 ! e% B% k* K' Q: k6 Q5.同时，相位裕量可以先预估。 6 X4 n/ X) q' c: F6 ]9 ~9 f6.补偿电路的转换函数可以确定了： 也就是说 (6) 式的 A、ωcp1 與 ωcz1 都可以计算出来了。 " m+ Y! o  O5 A6 ^; B5 c0 e补偿电路的实现 ) _/ K* f# j, `: d+ \: g1.选用最广泛使用的TL431与光耦合器架构，如图七。实现Type II 补偿器的电路结构有许多种，不在此讨论，仅提供最常用结合TL431与光耦的常规Type II电路计算与说明。 9 V  S. Q! F9 F' R  n! V" [ " [* c* T% _/ n图七、实现反馈补偿的电路结构

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helendcany

很棒的资料 谢谢分享