本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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. Y" g! S! p( q2 l. f( v7 PACLR肯定是受输出功率影响啊
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% A9 A+ T: p( E2 z1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
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而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨* t0 s" }$ g1 {8 U# j
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 2 [: ]1 j' t q5 D2 n2 P0 b
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 + e1 s/ _9 k( a2 d; T& m5 ~9 X3 l
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* ]9 X4 ^8 H, f5 s) y3 y# p由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)
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而WCDMA的方块图如下 9 I5 k" S0 `% t: l
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PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 : . V1 D) K9 l1 \4 V: S; g1 x
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1 Q3 ?/ u- _1 p' D如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，
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亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关) 4 u% M' `, }% _
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。
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$ y* {# |( y" Z$ } ~1 l! p而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。
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而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好 + z3 p4 V" w7 G5 ^+ _/ u
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' M' M& L X; {4 D0 F7 N8 d2 r1 V5 B$ B当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。( ]& n ?* T% F5 e- x4 {, ^
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。
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这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
+ O# Z. _# K/ c. g* i& m PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。3 Q! R# g* h' M4 V3 z* l* O
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的， * Q$ W' N- x* a/ x& I# n/ v
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 : ( t. u# D+ J, X
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差 , s4 I4 P- Q# x
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
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而当电压极低时，其Cgd会变大。
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上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
5 ]& d8 h6 J. C$ \4 c7 }* R2 p因此部分输入讯号，
9 D- K( D0 W) ^' S7 R5 }) M会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真
7 n; k( \1 ~& c3 Q简单讲 低压会让PA线性度变差
2 a2 q( [* z0 J' d因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小4 H# v& g# A' A5 f& _
那么ACLR就会差6 U/ e0 P$ t1 R1 g$ C$ \ ~3 ~ Z' X$ H
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要/ s8 v+ q8 p9 p* S' b( e
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差
- C6 ~& F; S0 ?; k) C9 H2 c2 ]那PA输出端的ACLR 只会更差0 \: E2 \, n$ Q$ Z: D% r: Z5 d
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( M9 \/ j8 D, I# F7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度). l8 Y/ p# V0 K1 ]& s+ K i5 E
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下
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8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 :
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由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
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' E, o" Y; Z$ t. Y4 z( [/ V1 x虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR
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因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : ! S6 e* S$ c( R8 x. q T
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* t0 l3 a# J- t2 ?: _我们作以下6个实验
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大 ( L0 v, t0 H4 S' v
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9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用/ P6 d8 }* X! f- u
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化 " Z- O+ K6 P" q* c1 G0 P! ^
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. x$ V# o ?( j8 A4 K; H4 Y因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向 0 `0 U6 {8 p: |, j, x: k6 A6 w
1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise * `- s T( W1 s7 {
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