本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑 " |- w/ ^% {& m/ X4 b
& U0 t* C# g" m1 n. v3 w% j4 AACLR肯定是受输出功率影响啊
& e% @/ N: s8 K% V7 Z; Q0 B; t% J# L( ]# a5 d
3 T0 {5 A* N5 f3 X5 G: s: e$ i4 L% i+ k9 Z/ z7 S/ t F
5 z3 S! A9 o7 T! O* U( q
7 c$ F/ n: ?8 i1 Q1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
6 ] G% v( n+ ~+ i) e9 j! d( A/ y. y+ q! m% K
1 H' n, L% }8 F
' n% O r" S1 p5 R
& N2 x1 ?2 h& x
X( L1 c' C! b' M( n" d
而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :% \% m3 s& W, s; r- e, z6 Z9 Z
7 B. I. q3 {% v0 x h t
* X I. Z2 P9 }+ _
& S/ y' k/ Y# C5 V# S
而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨
$ x& c3 i0 `7 u5 Y3 ]# Z/ S/ A4 Z0 a% S9 P7 z
! p7 f, F: i- Z0 p8 S 5 D0 J; p/ P. a# \4 u
+ ?' `* s6 z0 M" K0 l' |
而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 & `5 M# D$ o O1 Q: b. {
W$ s+ `( N0 T8 _/ ^0 P' s' |0 \
0 O$ u$ T. v; G' U/ \' @$ P由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低. K; m8 B7 _2 V* r
; H# ?; J X; c
9 P# A5 F" Q! a+ O2 L
( ]% w$ ?* y8 M" [( x8 x' h # z0 t( b& H9 n' ~2 |; W0 T
! @4 _5 a# `" V) a# d3 m' E* a
9 m3 T0 k" F/ }0 ]
8 ]6 D7 k* c: ]5 H( G( U# ^5 s7 y; E% g7 ?) ^' o/ c3 B0 }
2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 + u; V( X$ u# a' W2 q
/ q' }( z; x1 [0 ]1 I+ f
+ E1 v- d! O( m + I- m: u* s6 B- O3 [1 J
由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
/ W% @4 n5 f1 Q# y# V+ B: C$ B$ i! }( l/ k3 Y* E# t# v; r" P R
; Q7 p) M: v1 y5 Q" O3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)8 A& `( W* Q' I; ~
2 N% H% f6 d: r) p3 O
7 B2 M2 a- o9 r' e
( m( c5 A! @3 W/ C' }; [
而WCDMA的方块图如下 # \; h4 d3 F! n+ Z# ~
F7 z" ]$ _ J j) s
. V5 k9 ^) G# ]( k! OPA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 : 3 c2 Z% N4 M9 d$ l6 q( I
; Z/ M: y$ N. q0 J9 t1 r
6 u( I, M r% k1 ?' P3 j
1 w6 r% u5 C3 d% I( [9 S
: r' n: C. e9 x
如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化' i$ K) ?5 A! y* } ~ j4 O
7 |7 X: q" E. p
* Z5 L8 L# M& {" U( @- G1 O U
- F8 L' c2 }& f# `7 h6 \' c
5 d+ g9 Y! K# u" r' j/ H
, ]; {: {. n x, S; c: \, E" M, X) r# Y; Z; s0 l1 }9 Q
& ]9 W# l% q7 k
* P4 ]+ M* w' @4.
& y- y7 @% O# t. _: M. ~5 Q8 a
* d! k/ s3 _; \# ]5 q ]由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc， j. `/ T Y/ M, n' ~; }6 _
' q, y. Q/ v! h1 K
9 M* \7 Y* L. s
; ]' b% z0 F; Y6 G$ h: L
亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关)
7 ^6 T2 R: \0 R6 D$ U0 I6 h' m1 @" i; Z5 b3 l2 L5 l
7 h5 H: f- K. ~# H1 E8 o+ _0 H1 v
5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。
3 ^/ U( c( k' t: F
. l4 {8 x$ G5 k% G% z. v# T
所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 3 [4 S& V. g& p9 m
: e7 M) W: E# x* h% X
而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。 0 m: a) y4 s7 @
5 t$ H r8 E( r$ ?' E' u! N( X- E
" E( q( R) B v2 @. I; G3 |
而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好
' Z& R. H, @! N) U% i4 c7 D1 p5 Y4 b
+ l S- R: O% O- @+ G
# _1 I4 m/ l, ]6 Y) h当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。
0 G! q, M' D0 v* i! `+ S, R5 ` 而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 . ~0 Z. }( t; k8 N6 t) A6 O; i8 x
1 r0 u a/ r+ `& p8 [: Q$ G
. W, |9 B- E- @, a: D
这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，
; o* o4 k! f, u" C/ o PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。. `2 {6 ^+ Y7 O' `- N4 u# f$ P
换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的，
: a+ ]' E; P! n( u4 m$ Y7 @
3 {; }9 w7 p: O- F& S9 ~5 N/ T3 W' n! P% C3 p( u3 p
& P( \" v) B6 p# C: a0 N
/ X! c' ^: N5 N( {( h4 ?
% H, v0 ]. y' o4 \! f: s* g c
但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
9 J6 _, l P8 I* P/ M# f9 |0 u, S
! L5 p! X; L1 \$ Y1 N0 I$ B6 G
而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
* _# c6 X, t3 g8 Z9 t8 `) t% d
, L0 v* K. v4 k1 w
若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 . c. z8 N* z3 A9 A. G; A
% Y/ T2 K, c# Z
) @( @! D) s( |+ X9 ~
6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
; b# I) K) D% _+ h, W3 D, V+ u, b, h2 f+ y
6 W$ h; J5 h) H3 R! K
这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
! B7 R" i! E- e- \0 V* V- M2 n
$ [& S. W0 j; e- F7 G3 ^$ ]$ ^
' \/ ?% H7 f' `9 {
" A1 Q# C0 @2 z3 r6 }. j! I3 R+ g# T3 ]) T6 I
+ M5 k; ?/ x5 D G/ a而当电压极低时，其Cgd会变大。 " w& d+ Q4 {5 m- G) }, L
4 S- e* ?; w4 T' v+ y
上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
, G- O% o) w7 c9 b因此部分输入讯号，
; B% N0 P, h8 T( v9 H会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真
. V' K o/ |3 N0 l( k! T) b8 }简单讲 低压会让PA线性度变差
; P+ q' g" `! E, }8 b因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小$ a# }8 m% G. |! g
那么ACLR就会差
5 b5 t( k) c% x+ U9 q/ y当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要
- B- f- e- x1 V否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差0 m3 }4 b0 A' @/ w' {& R+ V
那PA输出端的ACLR 只会更差) X2 Y8 s$ Z, w5 `, ]
" I. k U, l4 l: P& C. J* F$ V n/ u2 |( a8 f
/ P4 J. b/ G* m3 c , l# \) F ^3 m M0 W! |$ m
8 I" Q8 v( H) U; D) Y. i: b# d9 k" w3 v8 C# s1 W2 U8 o& R( U8 v2 n4 j
8 l; U: D p5 o3 o
9 q' @/ e% D* J+ ]: G# T6 C4 g! y
' Z3 h4 X T: |! z4 r8 V7 C/ l4 L! y& L/ W
- o6 d6 u; r; B) H4 }. n6 P
7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 + j: k! v, c1 K a4 A
' C4 p+ v; A' H: _' r( x0 K
而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
F* I! Z/ \- ?7 `1 E: f4 h/ e. t9 q/ ?4 {9 M- B2 H
5 @9 O6 w$ Q' p1 H! T8 x
6 L" G2 R' R$ m* P' ]7 S; {
因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下& P0 d1 f( R/ T) E2 L4 Y! ^
" _$ j8 e$ T- B+ X0 P
5 X6 r$ R. M3 [* I, S3 M
$ b, i# U# S$ ?" l7 X1 w" Z! B
5 s" N( f/ X; g- [$ n7 S. \: G3 S* o1 u' a: O
3 T3 |1 s0 a( k# y% n0 y
/ x# L/ m( V5 k3 l, t' p' X, Z
8 l. n% H0 b0 W) Y2 ?8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : 7 t( y. B" n) N& x# {0 {$ N& b
/ {5 C& v+ V8 C* w, ?
2 c# u7 D1 ]% R2 e/ T* p
由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧 $ {! B# ~. T) f* a$ W$ H
- n& ?. }8 g) V. H% N1 O' o
# v& Q# a; N1 [虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR ; ^! {% G" W0 M% Q7 Q" U/ c! _
3 s' _6 h b8 J+ i
$ t. {6 K7 {. V! ]* N3 ~" ~因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 :
- T! O# r' h7 `/ q: M1 Y9 W* ?
; n, T; a2 O* D( b" W1 m( i' x
) X; Y2 A) F% B+ I1 W/ X我们作以下6个实验 4 F. i3 U9 U$ H8 ^3 ]3 R1 M6 J
0 _( S/ z' c: t) S* O
9 h$ M. o) O8 [! S+ g9 v
6 O9 @! i: k' V8 `( g1 V4 ~' Y* N. y4 n- ]# |5 }% I
. l; b9 w- X% ^+ d+ u9 x0 Y4 \3 l& F# R. N1 h
" u" d/ v P* w6 b. x' \3 t
就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
- }* S2 p h( F
' J/ N9 y% V+ k! `! ^3 K I* H& N$ u: T% @
3 R* R- e; |9 p& K- D. F7 x1 p
/ w, u8 B9 K6 k
, e9 ~* T, }3 y y6 Y7 B k( {6 y
6 }6 D) s- J' H# i M3 D
3 |, w& O0 S4 p; A! ~ ~3 E0 p% W0 j) |
, A- P' @, U* b) k
9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用. J2 ?) I) U* U2 D7 U: X. b
8 ~' R# x( s. G, _8 A 9 k% D& D# U* O; F
8 U; d$ G) b9 ~+ X1 ~
7 E7 u5 T/ y: @' t
而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化 / Q( x" m5 a6 p
5 O( {' S T; l! E6 R( m
4 ]1 q: T0 t0 n! g [1 K+ {3 v& c# s# U1 q( e8 Z; J
0 X* O, p" t- w1 G" t& @3 }
+ o. i a, l+ t* u/ R) ?7 X
5 J( O9 Y: I% c/ Z# P因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
~+ m9 C' [+ a, I5 J" C! b1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
) g8 n6 V: K$ U/ m) _9 E0 X; E
: O2 Y! P9 d i1 b) W3 ^
" |+ f8 q! Y3 |
( T: ~8 ?; e! r# E3 f: P% C" t
( P' O+ G Y, }
* C) K K O+ W
2 M5 G' @, K& m7 U8 @/ }: w | 
/1 
发表于 2015-1-28 15:34
收藏
淘帖
支持！
反对！
发表于 2015-3-8 16:32
楼主
9 R. ?3 w$ A, p$ }. |! `9 k