本帖最后由 criterion 于 2015-3-8 16:42 编辑
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ACLR肯定是受输出功率影响啊
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1. 当你输出功率太大 会使PA操作在饱和区 产生非线性效应
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( I: v" \3 {' g# e- E而非线性效应，会衍生许多噪声，例如 DCOffset，谐波，以及IMD(InterModulation)，如下图 :
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而三阶的IMD，即IMD3，其带宽会是讯号的三倍 因此会使两旁频谱上涨
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而IMD3 又牵扯到IIP3 IIP3越大 其产生的IMD3就越小 所以简单讲 ACLR就是TX电路IMD3的产物 测ACLR 等于是在测你TX电路端的IIP3 - F7 s6 _# ~ F/ H3 b
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由上式可知 如果输入功率小 使PA操作在线性区 或是这颗PA的IIP3够大 那么ACLR就可以压低' p2 g4 X5 N4 d1 V, d2 F8 m
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2. 另外 厂商多半会有PA的Load pull图 ! B0 H9 `4 X8 l% }5 C* n
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由上图可知 ACLR跟耗电流是Trade-off 这是因为PA的线性度与效率 是反比的 你ACLR要低 那就是IIP3要高 线性度要好 因此效率就低 耗电流就大 反之 你要耗电流小 那就是牺牲线性度 ACLR就会差 所以一般而言 调PA的Load-pull时 多半就是调到最常用的50奥姆 以兼顾ACLR跟耗电流
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3. WCDMA的TX是BPSK调变 非恒包络 因此其PA须靠Back-off 来维持线性度 当然 Back-off越多 线性度越好(但耗电流也越大)8 w; x m4 K* ~
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而WCDMA的方块图如下
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PA输出端的Loss 例如ASM,Duplexer, Matching, 走线的InsertionLoss 统称为PostLoss 如果你要达成TargetPower(例如23.5dBm) 一旦PostLoss越大 意味着你PA的输出功率就越大 如下式跟下图 :
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如果PA输出功率打越大 那就是Back-off越少 越接近饱和点 当然其线性度也越差 其ACLR会跟着劣化9 q7 C+ |: R: a; L% ~
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由上图可知 PA的input 同时也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull 如果PAinput的阻抗 离50奥姆太远 亦即此时DA的线性度不够好 ACLR就差 加上PA是最大的非线性贡献者 如果PAinput的ACLR已经很差 那么PA out的ACLR 只会更差 一般而言 一线品牌大厂，其PA输出端 正负5MHz的ACLR， 都要求至少-40 dBc，* g" N3 ] s* u( \
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( X5 w$ [" V& Y! Z2 N: b) W7 ?亦即表示PAinput的ACLR 至少要小于-50 dBc (由于DA的输出功率 远小于PA输出功率 因此ACLR也会来得较低 再次证明ACLR与输出功率有关) 8 T1 D, P7 c2 [* ?
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5. LO Leakage跟DA产生的2倍谐波，有可能会在PA内部，产生IMD3 进而使ACLR劣化。
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所以若在PA前端，先用SAW Filter把2倍谐波砍掉， 可降低其IMD3 进一步改善ACLR。 b5 G3 P" M6 S9 z* H/ W; H' s5 h
% ]/ P3 k4 a3 N) d9 g& ?而若滤波器的陡峭度越好，则越能抑制带外噪声， 因此理论上，使用BAW的ACLR，会比使用SAW来得好。 " g/ c5 L% M! m% `
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而FBAR的带外噪声抑制能力 又会比BAW来得好
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当然，有些平台，在PA前端，是没加SAW Filter的。3 h2 _) H( f3 `2 F
而拿掉SAW Filter之后，其ACLR也不会比较差。 ) Q5 k8 k/ M( _
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这是为什么呢? 其实由以上分析可以知道，4 H/ T- R: l! R: W! u, U% A. {
PA前端的SAW Filter，之所以能改善ACLR， 主要原因是抑制Transceiver所产生的Outband Noise(包含谐波)。
$ D1 \, e8 ` N% D" R- k 换言之，倘若Transceiver的线性度够好，所产生的Outband Noise很小， 其实PA前端是可以不用加SAW Filter的，
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但要注意 虽然PA前端的SAW Filter可抑制带外噪声，改善ACLR， 但若其PA输入端SAW Filter的Insertion Loss过大 意味着DA需打出更大的输出功率 以符合PA的输入范围 (若低于下限 则无法驱动PA) 如下式 :
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而不管是PA, 还是DA, 若输出功率越大，则ACLR越差， 如下图 :
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, v$ |! J3 f* r" q若DA输出功率大 使得PA输入端的ACLR差 那么PA输出的ACLR 肯定只会更差 当然 若用FBAR 既可抑制带外噪声 Insertion Loss又小 是个风险低的方案 但成本不低 6 q& q6 H; ?5 S. A
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6. 由下图可知 Vcc越小 其ACLR越差
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这是因为 放大器在闸极与汲极之间，会存在一个既有的寄生电容，又称为米勒电容， 即Cgd, 如下图 :
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( a' h4 s8 N' B' x( h而当电压极低时，其Cgd会变大。 , C! L( E" u7 N8 U/ g
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上式是Cgd的容抗，当Cgd变大时，则容抗会变小，
# s% X. O1 o9 V% g7 Y" B; v因此部分输入讯号，3 o) i1 |: F8 c3 [
会直接透过Cgd，由闸极穿透到汲极，即上图中的Feedthrough现象，导致输出讯号有严重的失真- ~# M2 p6 s C2 U2 i
简单讲 低压会让PA线性度变差* x; z/ T+ M) H
因此若Vcc走线太长或太细 会有IR Drop 使得真正灌入PA的Vcc变小
$ c4 d+ B6 G( ~1 S9 K那么ACLR就会差+ z( ^4 q% ~) I7 p
当然 除了PA电源 收发器的电源也很重要3 G2 K6 e2 f: J' ]+ m
否则若DA的电源因IR Drop而变小 使得PA输入端的ACLR变差" W7 e( ~+ b( E6 V' w, W
那PA输出端的ACLR 只会更差- o& p: s1 F/ q4 @
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7. 在校正时 常会利用所谓的预失真 来提升线性度 + P* L" I+ R0 Z+ v, y
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而由下图可知 做完预失真后 其ACLR明显改善许多 (因为提升了PA的线性度)
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因此当ACLR差时 不仿先重新校正一下- [- q: V, \2 z+ s+ x
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?4 y. h5 r9 f x8 r8. 一般而言 PA电源 是来自DC-DC Converter 其功率电感与Decoupling电容关系如下 : : q' L7 h- m, f: |- T- m2 E4 G
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由于DC-DC Converter的SwitchingNoise 会与RF主频产生IMD2 座落在主频两侧
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虽然IMD2的频率点 只会落在主频左右两旁1MHz之处 理论上不会影响正负5MHz的ACLR 但因为一般而言 DC-DC Converter的Switching Noise 其带宽都很宽 大概10MHz 因此上述IMD2的带宽 分别为5MHz与15MHz (WCDMA主频频宽为5 MHz) 换言之 上述的IMD2 是很宽带的Noise 故会影响左右两旁正负5MHz的ACLR 3 c% r% i! @; v# \
: y7 s* W @1 v' |, T0 o D0 m
0 R) A7 B8 H, y) m( {因此 如果能有效抑制DC-DC Converter的Switching Noise 便可抑制其IMD2,进一步改善ACLR 故可利用磁珠或电感 来抑制DC-DC Converter的Switching Noise 如下图 : 2 I/ c/ y9 Q/ j5 z! d
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我们作以下6个实验 ) K# O* Y0 O( p' u
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就假设DC-DCSwitching Noise为1MHz 我们可以看到 在Case2, Case3, Case4 其1MHz的InsertionLoss都变大 这表示在DC-DC与PA的稳压电容之间 插入电感或磁珠 对于Switching Noise 确实有抑制作用 而由下图可知 其WCDMA的ACLR 也跟着改善 由于Case3的InsertionLoss最大 因此Case 3的ACLR也确实改善最大
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) M: W- O% o4 }; F4 b2 x' v9. 承第8点 DC-DCConverter的稳压电容 与PA的稳压电容 绝不可共地 因为该共地 对DC-DC Switching Noise而言 是低阻抗路径 若共地 则DC-DC Switching Noise 会避开磁珠或电感 直接灌入PA 产生IMD2 导致ACLR劣化 换言之 共地会使第8点的磁珠或电感 完全无抑制作用- J, n/ N! s& Y$ }- {
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而功率电感, 磁珠或电感的内阻 也不宜过大 否则会产生IR Drop 使PA线性度下降 ACLR劣化
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因此总结一下 ACLR劣化时 可以注意的8个方向
, F0 t$ C2 r2 d- w- A1. PA输出功率 2. PA Load-pull 3. PA Post Loss 4. PA的输入阻抗 5. PA输入端的SAW Filter 6. Vcc的IR Drop 7. 校正 8. DC-DC converter Switching Noise
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: ^) T m7 @7 u9 C: ~7 x+ u
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发表于 2015-1-28 15:34
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