用于3VGSM双频移动电话的功放解决方案

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用于3VGSM双频移动电话的功放解决方案

引言

    随着蜂窝系统用户数量的暴涨,大都市地区的网络拥塞也就成为一个问题。为了增加网络的容量,营运商已经开始在不同的频率铺开新的网络。这个扩展的频率范围对用户来说必须是透明的,并且移动电话必须能够在多个频段内工作。
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本文专门讨论在此类GSM手机上的功率放大器及其周边电路。而GSM系统在欧洲、亚洲和美国是使用最广泛的系统,在对发射电路及其涉及的设计问题作一般性讨论之后,RFMD公司将介绍一种能使用在双频和三频GSM手机的功放解决方案。
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: F2 G4 }" B- Z) O$ c( [: K; j. D最初分配给GSM移动电话（又称移动站）的发射频段是890MHz到915MHz。前几年,当容量成为问题时,该频段被往下扩展到880MHZ,此时的系统被称作扩展GSM(E-GSM)。现在由于这个频段也被塞满了,人们又分配从1710MHz到1785MHz的频段,这个频段通常被称作PCN(个人通讯网络),或称DCS1800（数字通信服务1800MHz）。在美国,1850MHz到1900 MHz也被分配了,并且这个频段被命名为PCS（个人通信服务）或 DCS1900。新的移动电话通常工作在GSM和PCN频段,以便在欧洲、亚洲获得较优的服务覆盖率。目前,单频PCS手机已在美国销售,但更新的机型将也包括其他频段。以The Bosch World Phone为例,它在欧洲工作于900MHz,而在美国工作于1900MHz。更新的设计将工作在所有这三个频段。这将允许商务旅行者在大西洋两侧使用同一部电话。

    这种增加移动电话的可使用性不能导致手机的体积变得更大或更昂贵。
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$ J! N% h- i7 C$ Z& |因此,为实现多频段工作而使用的元件必须与这一准则相匹配。双频解决方案必须不应比以前的单频解决方案体积更大或更贵。RFMD公司推出两款新的符合这些准则的功率放大器,这两款功放是设计用于双频和三频GSM手机上的。
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GSM手机发射器的结构
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    这些器件是专用于单频、双频和三频手机上的,因此对这些应用中所使用的系统架构的理解是很重要的。
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调制环路

& U9 ?) I1 f" }! E. |1 q1 F: G    大多数较新的手机使用一种通常称之为‘偏移调制环路’的调制方案。在这种架构中,调制不是施加在中频载波上,然后再上变频;而是直接施加在VCO上,图2所示的正是这种架构的框图,而图1 是一种传统架构的方框图。
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    最初由爱立信倡导的偏移调制环架构,在实用上有两大优点：VCO输出信号是一种真正的恒定包络信号,该信号消除了对功放的线性要求。这就允许人们使用不同的功放架构,因而能带来更高的效率。
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& F) U' ]/ e& _    从混频过程中产生的伪信号和噪声也被消除了,因此对上变频器和功放后面的滤波的要求便大大地减轻了,只需要很少的几个滤波器。这当然大大减少了系统的成本和体积尺寸。
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- I, B( d* {% C0 [) H    在接收频段,GSM系统对发射噪声有严格的要求。任何从发射器产生出的,并落在接收频段（对于GSM为 925-960MHz）的噪声必须受到限制,以避免发射器降低其它邻近接收器的接收灵敏度。如采用上变频处理所产生的噪声将会太高,不能达到系统的要求。因此在天线端必须使用一个双工器。双工器由两个带通滤波器和一个共用端口组成。其中的一个滤波器把发射频段信号从功放引向天线,而另一个滤波器把接收频段信号从天线引向低噪声放大器的输入端。用这种方法,那些从功放产生的、并落在接收频段的噪声被滤除了天线端口处的输出信号达到了系统指标要求。
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    当功放输出的噪声电平低到不需要滤波就能满足系统的指标要求时,双工器就可用一只收／发开关（RF/TX开关）来取代,而收／发开关要比双工滤波器小得多也便宜得多。
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7 X0 e- O7 v' J# j0 i: B' C* C    为了达到在偏离载波20MHz情况下的－79dBm/100KHz的系统要求,功放和VCO都必须具有低的噪声指标。

' A5 i5 x9 D! e+ V$ N% e% z    在这样一种系统中使用的VCO常称作“功率VCO”,它具有高于＋8dBm的功率输出。这样的功率水平允许在VCO与功放之间有2dB或3dB的衰减,以便使VCO的牵频效应减至最小。
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1 \# ]& c& n& d; t; ~接收频段的噪声功率

- n0 N' k! P/ T  n6 U$ ^* t/ n    正如前面提到的,在接收频段的噪声功率对于下一代GSM功放是一个极为关键的指标。在较大输出功率点上,总的输出噪声功率贡献来自三个方面：
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    * 由功放产生的噪声功率。

    * 由VCO在接收频段产生的、后又被功放放大的相位噪声。
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' o$ w9 _( Z  Y    * 由VCO产生的发射相位噪声,被功率放大器的交调而变频进入接收频段。

& x$ Y( @* z9 ~- H" N7 E    让我们对这三种贡献的每一种都进行进一步的考察。功率放大器都有一定的噪声系数（NF）和一定的增益（G）,于是输出噪声功率（在100KHz带宽内,这根据GSM规范）可以写为：
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    KT*B+NF＋G
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' v3 ~. Y# D0 i/ _, }2 w9 @: a    一个功率放大器典型的噪声系数是10dB,所需的增益是30dB,于是输出噪声功率是-84dBm,比GSM的-79dBm指标优出5dB。

    用于GSM的商用VCO产生的相位噪声典型值为－163dBc/Hz。在天线处的＋33dBm输出功率点,该数值为-163+50+33=-80dBm,因而仅比系统指标好1dB,这已显示出已没有余地来接纳来自其它噪声源的更大的噪声贡献了。

    第三种贡献来自于发射频段的VCO变频相位噪声。考虑这样一种情形：当发射器处在915MHz的较高发射频率。于是在880MHz到895MHz的噪声与载波交调产生在935MHz到950MHz的接收频段内的三阶分量为：2*Fc-Fn。典型情况下,变频噪声在发射频段比其源信号电平低6dB。因此,在功放输出端不是主要噪声贡献。

, R) A- J. k9 H$ l    上面的全部讨论仅围绕较大输出功率的情形,但当功率放大器不工作在较大功率点时会是怎样变化呢？既然在较大输出功率时放大器工作在饱和状态,那么在输出功率减小时增益肯定会增加,且放大器不再处于压缩状态。方程1中的增益G会增加,而由于偏置点的偏移,噪声系数也会增加,因此,从功率放大器输出的噪声功率也会增加。这个增加会有好几个dB,视特定放大器设计的性能而定。综合从功放来的这一增加了的噪声和从VCO来的相位噪声,我们就会明白对偏移调制环概念,为什么在接收频段的发射噪声功率会成为主要的设计问题这样一个道理。

    幸运的是,下面要讲的RF2318或RF2140将为我们带来一种解决方案。这些放大器有一个特性能能帮助解决这个问题。由于器件是偏置在近似C类放大器的方式,因此,小信号的增益明显小于大信号的增益,即使两个信号都同时出现也是如此。这就是说,射频载波比小信号噪声获得更多的放大,几乎有6dB之差。
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8 N8 j0 \+ W7 E" Y/ x) q5 `    即使在较低功率电平下,由于噪声系数的恶化,功率放大器自身的噪声功率输出会增加,但混合起来的噪声功率却不会增加。来自VCO相位噪声的贡献远远小于以上的假设,因为噪声获得的放大增益很小。
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    这个特性是基于异质结晶体管（HBT）放大器所独有的,已被证明在使用偏移调制环架构的系统中工作得非常好。
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功率控制环路

5 j& `+ ]+ X! t, ~9 D    GSM手机需要在不同的功率下工作,这是由基站动态控制的。为了实现这一点,放大器需要有一个功率控制的功能,以及当电池电压和温度环境变化时,由功率控制环路来调整和维持功率电平。

    有两种基本方法可用来感测输出功率:
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    * 真实功率感测方法,该方法在功率放大器输出口用定向耦合器和射频检波器来感测。

/ h5 h% I  k6 ]! m! S& h    * 电流判断,用进入功率放大器的电流作为对输出功率电流的测量。

    使用功率检波器的好处是,被测功率与天线的不匹配是不相关的,这是输出功率的真实测量。但是这种方法比用测量电流的方法造价要高。定向耦合器和检测器都将增加这一方案的成本和体积,也加入了功率放大器之后的插入损耗。这便增加了对输出功率的要求,也就降低了总体发射器的效率。
电流感测的概念在实现上既简单又廉价,但所测得的电流大多与负载失配有关,因此较不准确。正因为如此,电流感测方法没有被广泛使用,图3所示的是一个根据定向耦合器原理的功率控制环路的方框图。

9 T' |+ f$ |, @  f2 ^RF2138和RF2140器件
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4 G2 n, G* c: ~7 [4 \' ^) _" _( {    为了达到成本与性能的目标,器件有两种不同的封装,RF2138用于GSM而RF214用于DCS/PCS。为了实现较佳的灵活性,输出匹配网络被置器件的外部。这就允许电路设计师能选择负载阻抗以获得期望输出电平上的较大效率。虽然GSM标准规定了在天线处要求的输出电平,但由于RF前端在实现方式上的差异,所以,在功放输出端与天线之间的插入损耗也会有极大的差异。外部匹配网络允许设计者在给定的实现方式上获得所需要的较大输出功率,而另一方面也不会因过度的设计而降低效率。

    为了给设计者进一步增加灵活性,GSM放大器和DCS/PCS放大器是分离的两种器件,这就使得设计者能够为双频应用作一设计,而这个设计又很容易再用在单频手机应用上。如果真的两个设计都是基于同样的双频PCB设计上而且对单频设计版式仅仅是没有把全部元件装配上去,那么在某些条件下这也免除了单频设计的机型审批。由于有两种器件,在布图上也有更多的灵活性,设计者可在可用区域内自由地安排功放及匹配元件,不论元件是放在板上不同位置的两个小区域,甚至在板的反面,还是放置在一个较大的区域内。两种形式都给设计者提供了另一种自由度,而体积较大的混合电路或模块电路是给不出这种方便的。


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! a: o0 e; W$ P; E; K    器件的射频输入阻抗是设计为50Ω,可以直接连到信号源上。功率放大器由三级组成,级间有片外的匹配电路,以便降低成本。图4所示是RF2138的方框图。RF2140有着非常相似的架构。
  u0 e7 {; h$ H) b器件由三级组成,每一级由射频三极管、一些反馈元件和偏置电路组成。每级的输入是射频晶体管的基极,输出是同一晶体管的集电极。Vcc1和Vcc2给一级、第二级的晶体管集电极提供电流,片上的级间电容用作本级集电级和下级基级之间的隔直作用,同时也用作阻抗匹配。所要求的阻抗变换是通过一只并联电感和一个串联电容来实现的,如图5 所示。并联电感由片内的压焊线和外部的元件组成。外部电感可以是一集总电感器,一根微带或工作在其超过谐振频率的电容。
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: f* k# s. ?* a    输出级的供电也是以同样方式馈给射频输出端。另外,输出级的集电级也连到分开的另一个引脚2F0上。该引脚是用于在输出级集电极上产生二次谐波频率的射频短路作用,这样能改善效率和降低二次谐波电平。器件内部的压焊线和外部电容、印制板走线和接地孔要靠近以便使串联谐振频率落在二次谐波频段的中间。

    各级的偏置电流由VAPC1和VAPC2控制。那些输入馈给射极跟随器,而射极跟随器再馈给射频三极管。APC1控制一和第二级的偏置,APC2控制输出级的偏置。图6所示的是一级偏置电路的简单原理图。

- y5 b9 q5 t1 Y/ ]    当VAPC是0V时,器件被关闭,空闲耗电电流是10μA。当VAPC在2.6V时可获得较大的输出功率。器件被偏置为AB类（放大器）,所以在此电压下,输入端无射频信号驱动时的空闲电流对RF2138仅为250mA,对RF2140仅为150mA。当标称的射频输入电平施加上去后,RF2138的供电电流增至2.0A,RF2140增至1.3A。此时可得到较大的功率输出。

9 W- D. N" i( f6 u    器件原理图及所需的外部元件如图7所示。
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    对于竞争激烈的GSM手机市场,RF2138和RF2140是理想的选择,这两款器件提供较新的性能,价位非常有竞争力。另外,器件是极小型的,再加上两个分立器件的布图灵活性它们可以被装入各种不同的空间开状内的体积尺寸。

7 s9 B5 |. x4 ]. _    鉴于器件固有的的双极特性,HBT技术能给功率放大器提供好几个优点：如单个正电源供电和正极性控制电压。这对于象移动电话的低成本设计是非常重要的,因为该器件免除了对供电开关或电压转换器件的需要。
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  }& n% e6 L  Q3 b. _0 A    RF2138在3.5V供电电压下的输出功率是+35dBm,改变外部输出匹配还可以对功率稍微向上或向下作些调整。在较大输出功率时的效率是在55%到60%之间。在典型的电话设计中,噪声功率和小信号增益都达到GSM的标准。
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    RF2138是为GSM度身定做的,但通过改变调谐器件,也可用于低到800MHZ的频率上。

: y2 V$ ~# w/ I: v& t! P9 r    RF2140在3.5V供电电压的输出功率是+33 dBm,具有超过50%的效率。不论是在PCN还是PCS频段,该器件都可以调谐到较优性能。或进行折衷,就是使器件在单个调谐器件条件下能在两个频段都有好的性能。在频段边沿某些性能会下降（主要是效率）。

    两款器件都适合于电流感测功率控制环路。由于HBT晶体管很低的寄生参量,供电电流与负载阻抗和输出功率呈现直接的函数关系,基本上符合欧姆定律。这就意味着对于一定的输出功率,耗电电流一个常量,与供电电压无关。当从供电电流来测定输出功率时,由于不必考虑电池的电压,所以设计功率控制环就变得容易多了。

- p& ]8 [& \. i" b5 {9 x5 Q. Z结语
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3 U. T' z" E; Y2 n8 Z    在很多新的GSM手机设计上人们喜爱采用的偏移调制环结构,提供了一个大大节约成本的机会。同时,设计者又要面对这样的挑战：达到系统的所有要求,又不能用昂贵的滤波器。在进行一番权衡推敲之后,我们介绍了RFMD公司的两款放大器,这些放大器将帮助设计工程师实现所有的系统指标,达到较新的性能和很有竞争力的价位。

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