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1 引言
! E$ l, a% h- f0 Z, p$ R 目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术［1］［2］［3］，但这些方法还不能真正走向实用。2 n+ f+ J4 |5 j
文献［4］介绍了用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，文献［5］介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。在分析文献［5］的基础上，本文设计出了一种适用单极倍频SPWM［6］软开关DC/AC变换器电路。) H5 b+ x5 N1 [
2 单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路- h! h7 q# E) {; }8 N9 h
2.1 主电路结构
; ]; _8 J* \9 A 图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2电感Lr1，Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，电感Lr1=Lr2，大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关（ZVS）创造了条件。
# i$ i$ D6 n0 R# m5 h 图1 主电路结构 图2 主电路主要工作波形 2.2 软开关的实现原理1 P" _6 ~: W4 _
以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续。
6 ] K* L' E+ e3 s- x$ ] 1）工作模式1（t0－t1时间段）
" _- ~3 n) s0 w 在这一时间段中S1及S3导通，S2及S4关闭，iLr1从电源ED的正极经过S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的负极并逐渐增大；同时电容CE1经过S3，Cr2，Lr2继续放电，放电电流iLr2继续上升，在t1时刻iLr2达到最大，即; s4 Q( t1 S$ _
iLr2（ωt1）=αIomsinωt1－（1－α2sin2ωt1）（1）9 m2 O |) x; {9 B/ }
式中：α为调制比；Iom为负载电流最大值，Iom=ED/RL；ω=2πfc，fc为载波频率。% e8 |% f6 X; u2 z9 Q h% X! V
对应的等效电路拓扑见图3（a）。8 K, P8 o8 M h2 Y* c. o+ s- ^
2）工作模式2（t1－t2时间段）( y8 d' m' W- g2 ^' N2 _6 W" t
在此时间段，功率管S1继续导通，iLr1继续增大。t1时刻S3关断，集电极电流i3从开关管S3转换到缓冲电容C3，为C3充电，C3上的电压从零开始上升，S3实现零电压关断；同时，存储在C4上的能量通过Cr2，Lr2，CE2回路放电，其等效电路拓扑如图3（b）。从图可看出，C3充电回路与C4放电回路参数相同。因此，在t=t2时刻，vC3=ED，vC4=0。充放电时间t21为
, Y+ H' g; V* x% j+ | t21=t2－t1=（2）; c7 T1 N0 J6 G* d) M; J" _
3）工作模式3（t2－t3时间段）
, [( U3 B- j+ C9 p1 e8 j8 t 在t=t2时刻D4导通，为循环电流iL2的续流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的触发信号到来，S4实现零电压开通。其等效拓扑如图3（c）所示。/ R; ~- [$ b* W) ?2 i- i8 V A
4）工作模式4（t3－t4时间段）1 M! I% h* Y/ C$ {) \1 p. q2 I
在t3时刻S4零电压开通。循环电流iL2继续通过D4续流，在t4时刻续流完毕。续流时间t41为
x1 m# C: V/ s3 B ` t41=t4－t1=－（3）
2 K2 f5 x' R- l# J6 o0 O 其等效电路拓扑如图3（d）。
, S* v2 V n* a: f% j 5）工作模式5（t4－t5时间段）
: V" K5 G$ L Z5 A J: r. z t4时刻后，S4的集电极电流从零开始上升。电源ED为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3（d）。
( A8 ?' V4 Q. A, w （a） t0－t1 （b） t1－t2 （c） t2－t3 （d） t3－t4 图3 各种模式下的等效电路拓扑 在t5时刻，S1关断，缓冲电容C1的存在，S1实现零电压关断。t5时刻之后，电路进入开关周期的下半周期，其工作模式同上。$ o/ j d) t/ t, v
2.3 电路特性讨论
) Q2 c2 Q% X% H8 a1 p, [ 1）主电路中不需要任何电压/电流检测装置来实现开关管软开通。; ^6 H/ I3 }! \. Y% I9 t4 j" e
2）由于开关管实现软开关，所以逆变器的输出电压波形不会因为死区时间td的存在而发生畸变。: T" N X+ `( A& I1 [3 m
3）不会因为同一桥臂的两个二极管的反向恢复电流而导致桥臂直通。
. w3 O. K- R; ] 4）控制电路采用单极倍频电压控制信号，主电路在一个周期中各个时间段过渡时，仅有一个开关管的状态发生改变，这就降低了在产生一定的脉波数时开关的动作次数，或者说用同样的开关频率可以把输出电压中脉波数提高一倍，这对减小开关损耗，提高逆变器的工作效率都是有好处的。
3 k8 M2 a: i$ s; X- J9 _5 ~5 F, [ 5）在主电路的SPWM输出电压波形中，正向只有正电压脉冲，负向只有负电压脉冲，这对减小输出滤波参数，提高输出波形质量是有好处的。: O$ Z& x$ W3 q1 G. z5 P7 p l
由于单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器的超前桥臂控制信号与滞后桥臂的控制信号相差180°，所以超前臂的开关动作与滞后臂相对独立。这为各桥臂上的驱动信号相差120°的，三相逆变器电感换流调频软开关技术的进一步研究，打下了较好的基础。0 r( E! P1 Y% j# X
3 主要参数设计* T# T: _+ r# }1 D$ I* Y# ]% E
3.1 电感Lr1（Lr2）的设计
& S' @) ]9 ?# X% _ 由2.3的分析知" e/ g5 d3 n- F3 s
≥td（4）
* }; S* h+ F) I9 O& ~% ^ 将式（1）代入式（4）并整理有2 W' U+ L) x' U& X5 G: b
Lr2≤（1－α）（1＋α－4fctd）（5）+ f, \( N( L d2 m- R
3.2 电容Cr1（Cr2）的设计% u" l% C6 q) V& X$ h1 K! L+ q
由2.2的工作过程分析可知，在缓冲电容C3及C4充放电时间很短的情况下，图1等效拓扑如图4所示。
7 G1 k% Q- w+ ^& [ 图4 等效电路拓扑 根据等效拓扑，有式（6）成立+ R5 N" \! x$ y8 ^
di3/dt=（ED－vCr2）/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2（6）
# _0 ~' x7 @! t9 z' [+ d 进一步得到i3的最大值为/ u1 k2 I4 a( W* O: X: V+ V
i3max=ED/4fcLr2（1＋1/48fc2Lr2Cr2）（7）
9 f" R- r7 k2 B0 y/ `: {9 k8 h" r 由式（7）可知，为了尽可能最大限度向负载传输能量，集电极电流i3应尽可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小谐振阻抗太大，续流时间太长，将影响驱动信号，开关管的占空比将严重丢失，输出功率降低。为兼顾二者，在实际中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以
5 j! z: ?8 {# H$ M2 N Cr2≥5/24fc2Lr2（8）
) ~3 H6 \; |$ |1 z# w7 M. _ 3.3 缓冲电容C1（C2，C3，C4）的设计6 r8 Y0 L! A% l& H' }( w- l& P: A
当缓冲电容C1太大时，充放电时间常数较长，若充放电时间大于死区时间td，将产生桥臂直通现象。为确保此现象不发生，所以缓冲电容取值不能太大。+ }- _" x# z' `9 C% y
由式（2）有
8 j: c8 j& G1 F+ U8 k0 E7 T8 p ≤td（9）
# Y4 _( h q$ b% o' v- p 当sinωt=1时iL2最小，式（9）的左边最大，将式（1）代入（9）有
8 M! a+ @# q. q# ~3 {* x C1≤td（10）
2 `" h! n; g$ ~# y# Y! n 4 实验波形及结语& r- T8 k" o; e2 s
依据上述分析和参数设计，以图1为主电路进行了实验。具体线路参数为：开关频率f=12.5kHz，主功率管选用1MBH60D-100型号的IGBT，调制比α=0.8，缓冲电容C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。图5－图8为实验所得波形。$ V6 ?, n- }3 @, {* p+ |& j! Z
图5 S1（S2）的驱动波形和管压降波形 图6 S3（S4）的驱动波形和管压降波形 图7 单极倍频硬开关DC/AC逆变器的输出电压波形 图8 单极倍频软开关DC/AC逆变器的输出电压波形 图5及图6给出了主电路中开关管的管压降和驱动信号的波形（图中：1—驱动信号波形，2—开关管管压降波形），图7给出了硬开关DC/AC变换器的输出电压波形，图8给出了软开关DC/AC变换器的输出电压波形。
" j( {4 I6 a8 G+ Y0 I, V7 {* Z( Q 由图5及图6可知在开关管的驱动信号到来之前，开关管两端的压降已为零，开关管实现了零电压开通；驱动信号关断后，开关管两端的电压还维持于零，开关管实现了零电压关断。8 M/ @* A$ J9 a
由图7及图8可知在未实现软开关时，主电路的输出电压波形质量较差，并且有较大的“毛刺”（开关管在进行开关动作时产生），这些“毛刺”的存在将对电路自身和周围其它电路和用电器产生严重的电磁干扰（）；在加入软开关电路后，输出电压波形质量有了很大改善，并且无任何“毛刺”，较好地抑制了电磁干扰（EMI）。0 M; ` S3 I7 n# L* \ G
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发表于 2021-10-8 13:36
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