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标题: RF Layout原则 [打印本页]

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作者: wolf343105    时间: 2012-7-5 18:05
标题: RF Layout原则
RF Layout原则
# N% |: t, v; A6 j( y: j<1>RF布局的原则:
元器件布局是实现一个优秀RF设计的关键，最有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件，并调整其朝向以将RF路径的长度减到最小，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。
8 Q" }# O7 T% p3 |最有效的电路板堆叠方法是将主接地面(主地)安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线走在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。
A 尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来，就是让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路。通常可以将低噪音放大器电路放在PCB板的某一面，而高功率放大器放在另一面。
& j: h7 }9 ?9 F% VB 确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。
8 B' T2 Z1 j' ?, H  B5 kC 芯片和电源去耦同样也极为重要。
D RF输出通常需要远离RF输入。
- O+ E6 j' g9 f% @E 敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。
<2>RF走线的原则:
    避免走线的直拐角，尽可能走弧线或45度走线，以防止阻抗不连续。
应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连。
RF与IF走线应尽可能走十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。
+ u, z* r1 m$ L& Q) B9 O确保直通过孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用的技术是在两面都使用盲孔。可以将直通过孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域来将直通过孔的不利影响减到最小。
金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内，进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层，而且最好走线层的下面一层PCB是地层。
电感不要并行靠在一起，因为这将形成一个空芯变压器并相互感应产生干扰信号，因此它们之间的距离至少要相当于其中一个器件的高度，或者成直角排列以将其互感减到最小。
# Y2 [! O+ N1 d7 S芯片和电源的去耦非常重要。许多集成了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感，通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感来确保滤除所有的电源噪音。
蜂窝电话里大多数电路的直流电流都相当小，因此走线宽度通常不是问题，不过，必须为高功率放大器的电源单独走一条尽可能宽的大电流线，以将传输压降减到最低。
为了避免太多电流损耗，需要采用多个过孔来将电流从某一层传递到另一层。
4 R( |* k% O# F, T% d( d' t

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作者: yjma    时间: 2012-9-4 18:17
不错

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作者: peitian    时间: 2012-9-5 15:01
专业！

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作者: wolf343105    时间: 2012-9-5 15:57
关键是学以致用.

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作者: meng110928    时间: 2012-10-9 10:13
做点范例等等，会更明白一些！

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作者: Roshan    时间: 2012-10-10 09:09
挺不错的
& O+ y7 |! [# U7 e7 s3 ~$ ]
不过具体操作起来还是不会  

0 @9 k* k" j1 x  ]8 L得自己多画几个板

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作者: gongmin2010    时间: 2012-10-22 17:56
很好，学习了！

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作者: liuyanglion    时间: 2012-10-22 21:53
"电感不要并行靠在一起",这个有点难，很多滤波器是差分输出，在做匹配电路时电感肯定是要并行靠在一起啊

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作者: nie404175843    时间: 2012-10-26 11:59
为什么RF输出通常需要远离RF输入，是为了防止信号的干扰码

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作者: Roshan    时间: 2012-11-6 11:52

nie404175843 发表于 2012-10-26 11:59
* a: {& {9 B* i2 N) c* b为什么RF输出通常需要远离RF输入，是为了防止信号的干扰码

0 r% q  ^1 u4 ^5 {) V0 @( v# y可能怕引起自激

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作者: z8l88    时间: 2012-11-12 10:04
不错

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作者: wolf343105    时间: 2012-11-13 08:54
thanks.

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作者: ying9621    时间: 2012-11-13 14:27
ths

补充下：模数要分开
# V+ a7 }' A# H6 v3 w( R3 l模拟尽量做到一字型布局  各放大器模块之间"分割下"
主通道线路隔层参考   回流地孔 要多

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作者: wolf343105    时间: 2012-11-14 08:52
涨见识了.

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作者: ying9621    时间: 2012-11-14 10:43
B 确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好
, O' {& [; Q4 y) b7 w% S! N
1 E7 `/ \( M) J( I, X铺大量铜皮  不打过孔  基于什么考虑？

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作者: ying9621    时间: 2012-11-14 10:44
避免走线的直拐角，尽可能走弧线或45度走线，以防止阻抗不连续。


为什么不是尽可能走直线？直线为什么不好？

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作者: ying9621    时间: 2012-11-14 10:45
走线要加粗  尽可能的包地 岂不是更好？
$ e$ Z; S+ s5 C

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作者: ying9621    时间: 2012-11-14 10:52
RF线加粗   其阻抗中直流阻抗变小  再隔层参考  保证其阻抗 岂不是更好?

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作者: ying9621    时间: 2012-11-14 10:53
有时间大师给予一一解答啊  
3q

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作者: ying9621    时间: 2012-11-15 09:41
为什么说：  确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有！！！过孔！！！！。
- e( R0 e; K: c1 l4 T, m: m1 o& ?. O有过孔会有什么影响？

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作者: ying9621    时间: 2012-11-15 09:42
这指信号不要换层么？

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作者: butterfl6    时间: 2012-11-23 13:44
非常感谢

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作者: 博弈天下    时间: 2013-7-18 14:16

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作者: justinlin2010    时间: 2014-2-10 10:07
提示: 作者被禁止或删除 内容自动屏蔽

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作者: caobolj    时间: 2014-3-25 13:54
不错   

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作者: 清柠    时间: 2014-5-8 12:22
学习中

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作者: fjnhzhm    时间: 2014-5-8 14:12
高功率一般伴随高热，不打过孔不易散热吧，没见过功率管周围的大片地不打过孔的，功率管会死翘翘！

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作者: xuexukesina    时间: 2014-5-10 09:45
学习一下，谢谢分享

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作者: wyqzsoft    时间: 2014-5-12 09:27
大量铜皮  不打过孔  基于什么考虑？

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作者: frodo09    时间: 2014-6-6 10:47
受益了 多谢楼主

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作者: zpf    时间: 2014-6-8 21:15
楼主出来说说童靴们的疑问吧！

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作者: yzfjames123    时间: 2014-7-15 14:33

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作者: yixin    时间: 2014-7-15 19:58
是的，解答一下大家的疑问

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作者: yaodong379    时间: 2014-7-17 09:53
B 确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好

  L  V$ k" @6 O" J1 x  Q同样不太理解，为什么不打地孔呢？不是应该打比较多的地孔以增加散热能力吗？

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作者: tengfei246    时间: 2014-7-26 10:39
总结的不错，希望有具体的案例讲解！那就更棒了！赞！

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作者: dearican    时间: 2014-8-31 21:43
   天线是难点

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作者: beckey    时间: 2014-9-18 10:34
很受用  谢谢！

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作者: gpachina    时间: 2014-10-29 19:15
好好

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作者: chrishuiling    时间: 2014-11-5 14:10
RF线加粗,要加到多粗，有没有个值？ RF线不是有阻抗要求吗？

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作者: 月下枯竹    时间: 2014-11-26 19:37
不错不错，长见识了楼主

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作者: myl593799546    时间: 2014-12-7 00:04

yaodong379 发表于 2014-7-17 09:53
/ t/ `% @6 r- Q0 |9 f, RB 确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好

同样不太理解，为什么不 ...

( n2 q# e% V. ~3 o也是好奇这个问题，我看TI的RF参考设计，都是打了密密麻麻的过孔的
, S% Q. A- W  J$ D7 O* S4 Y3 V

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作者: criterion    时间: 2015-3-11 01:36


8 q1 ^" q0 [9 U2 t4 {

分几点来讨论好了

. [0 B  I( j5 }% b  O! `1 h5 p
; y' v* R. ~% `

『使输入远离输出』

9 Y" {' Q9 j8 k7 O

不管是PA  还是LNA

肯定都是输出功率   大于输入功率

如果输出走线离输入走线太近

很可能强大的输出讯号   会因耦合   灌入到PA或LNA

那么就会饱和   产生非线性效应   以及Gain的下降

那么Tx或Rx性能就会劣化

至于自激的话    这要请高人来解释

6 |4 c3 u- ?) N2 N
$ z& r0 x. [% k8 E3 I( D  x

『尽可能将RF线走在表层上。』

表层走线具有许多优点

1. 可有最短距离   减少损耗

2. 相较于内层走线  阻抗控制较容易做到50奥姆   哪种迭层都一样

3. 避免阻抗因Via的寄生效应而偏离

4. 同样50奥姆要求   同样都是以邻层为参考地   表层走线的线宽较宽  

  损耗较小

唯一的致命伤   就是容易受干扰 (RX讯号)   以及容易去干扰别人(TX讯号)

所以表层走线不宜过长 (过长就失去其可拥有最短路径的优势了)

一般会用到内层走线   一般都是考虑到屏蔽   

以及表层没空间走线   或是走表层线会拉得过长

就会走内层

  A% z9 D6 q, b, t! E& o* c

『过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感』

这个讲法有点怪!  

# F. @  j6 ~) E: Z: j- I

h是Via长度，D1是Pad半径,

由上式我们发现寄生电感也与Pad半径有关，

半径越小，其寄生电感应该是越大，而非越小,

而且过孔越小, 表示制程越精密, 那么成本就越贵   

另外   其实真正影响过孔寄生电感的,  是其长度   尺寸影响不大

长度越大，其寄生电感越严重。而越厚的板材，等于h越大，当然其寄生电感也越严重。

会随尺寸缩减而减小的, 应该是过孔的寄生电容  如下式跟下图 :

T是板材厚度，D1是Pad半径，D2是Anti-pad半径。

由上式可知，影响寄生电容的主要参数为Pad半径。

若只探讨D1与寄生电容的关系，可得出下面曲线 :

8 n; u" l3 ~# V9 y1 W

当然由上式也知   若板子越厚   其寄生电容越大

所以我们得到过孔的三结论 :

1. 尺寸越小  其寄生电感反而越大

2. 真正影响寄生电感的   是长度

3. 随尺寸缩减而减小的, 是寄生电容

4. 真正影响寄生电容的   是尺寸

5. 板子越薄   其寄生电感跟寄生电容都会较小
* y. L# T* t% b$ B3 D, m

. `% M( }! x6 u1 s  \( \4 i

『尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来』
4 P! u* u  v1 S' ~, j

这很明显了   就是避免强大的TX   干扰微弱的RX

尤其是像WCDMA这种TX跟RX会同时运作的

会有TX Leakage   亦即其TX讯号   透过Duplexer

灌入到LNA  使其饱和

* C: w) f/ `$ U. ~9 L: O

所以Duplexer本身的Isolation,以及Layout就很重要

但即便Duplexer本身的Isolation很好   其Layout也有很好的隔绝

但若其TX走线与RX走线靠太近   其强大的TX讯号  一样会透过耦合   

灌入LNA   使其饱和   进而劣化RX性能

3 V2 t1 I4 s1 X0 C) R
: B) ]9 b5 f9 s+ I  R8 e' o8 h/ \1 F

『确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。』

要有一整块地是对的    但没过孔是错的

一般PA的Layout如下 :

; M  j5 Z, F* t' ?5 G/ n/ M

一整块地   当然有助于散热  但表层的地   因为要放组件之故

所以会零零碎碎   完整程度   肯定是不如Main GND

2 _% Q4 h/ E/ `, C

. a8 a( E) m4 {2 p3 ]+ Q' ?+ P: N

因此需要透过GND Via  把热导到Main GND

若没打GND Via  那么热会积在表层GND   

散热差   其RF性能就劣化

另外   不只是要GND Via跟Main GND

其下方第二层   同样也要有GND

当你下层有地的时候，

PA散发的热，可以透过GND Via导到下层地，先把热散掉一部分，其余再散到Main GND。

% o; G" R& u7 W' v( C# G* }

但是，如果下层不铺地

我们由下图的公式可知，电阻跟导线长度成正比，

% i- l) R- \3 Y8 U% X

而我们又知道   

Layer 1 => Main GND的GND Via长度

肯定是比

Layer 1 => Layer 2的GND Via长度

还要来的长

这意味着，如果你光靠Main GND来散热，那么GND Via的电阻会变大，

(因为长度较长)

电阻越大，热就越不易传递。换言之，当你下层有铺地，

热可以轻易透过GND Via传导过去(因为距离短 电阻小)。

但下层不铺地，  

那么热就不易透过GND Via传导过去(因为距离长 电阻大)。

此时散热效果就大打折扣，最糟情况是热都传不过去Main GND，全都积在PA下方。

而GND Via的数目也很重要  当然是越多越好   因为Via有其内阻

而依据电阻并联公式，

" J4 v' x  W" d! E3 Z: j

R是越并联越小  GND Via数目越多   亦即其整体GND Via的阻抗越低

那么热就越能传过去   导热效果越好

! Y0 v  a+ B; R# r1 q, B9 v
) \. B, b1 `- E+ t8 H/ Q
8 o; V. z$ l: o4 Z. ^; c) F' s

『芯片和电源去耦同样也极为重要。』

2 Y; f* m  J* ^- ], I4 z' F
7 W) ]. X2 x- w5 N

由下图可知，摆放稳压电容，确实可减少电源的涟波。

! x( y- K1 N. A# N: {6 L  x3 q8 J
. M3 p+ i" p- F$ B% \; X. f: [/ G

而稳压电容的摆放位置    也会影响其稳压效果

以GSM为例, 因为GSM为分时多任务机制，其讯号为Burst形式，

故其PA会一直On/Off不停地切换，导致其PA电源端，会有瞬时电流。
% |  e# ?- A* y; X& I  ]

若稳压电容够靠近IC，

如此一来，即便有瞬时电流，也能在进入IC前流到GND，

若离IC太远，则瞬时电流便可能直接进入IC。

/ Y( T7 Z% t$ O- l, X

3 @3 w5 J* z5 I2 y* ~0 b5 ?

而这点对于PA更为重要，除了可避免PA电源本身的瞬时电流，透过其它路径，再进入PA本身，

以及避免外来瞬时电流进入PA，

更重要的是，因为PA电源是瞬时电流来源之一，

因此若在靠近PA的VBAT/Vcc处，摆放稳压电容，可使瞬时电流从PA电源端流出时，便立刻流到GND，

而不会透过其它路径，去干扰收发器或PMIC，甚至是PA本身，如下图。

! y  R- }, D% Q0 y( ]1 r% X& @

4 L& Q5 X; q7 _8 [. b

因此以SKYWORKS的SKY77318为例，其VBATPin脚位，一出来需先加稳压及旁路电容，

否则会将瞬时电流，流入自身的Pin2/Pin6。

3 H( \& [5 |2 T/ o/ o! a

1 c( b3 s$ ]% H8 \# L% F

而落地电容除了如前述，须尽可能靠近IC外，

其GND Pad和IC的GND Pad需个别直接下到Main GND，

而非在表层共享Via，如此方可拥有较佳的稳压与滤波效果。

/ V5 H5 n. B3 p3 Y' e: }5 E0 J

, e( E2 n; G6 k! O. `! l

『应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号』

7 {& d- l* C9 `1 B6 M这没啥好说了   高速讯号若靠近RF讯号   其高速噪声会影响其性能

尤其是RX   灵敏度会下降

而RF走线与电源线之间，要保持一定的间距，

否则RF走线会被电源线强大的电流所干扰。

除此之外，RF走线也会干扰电源线，因为虽然在频域上，RF讯号与电源相差甚远，

8 K# t9 z2 Q# r

但以时域的波形而言，其RF讯号会载在电源输出的波形上，

导致其波形上会有高频噪声，因此RF走线与电源线之间要互相远离。

『进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层』
" y4 i$ x1 I) o* }
; j" |- T  r4 r9 r- e9 N5 F3 K2 w

  [, t; b& ?  H$ S( d; m5 L

如前述   内层走线的优点是屏蔽效果好   你如果害怕高速讯号走表层

其产生的共模辐射  干扰到天线   影响接收讯号   

那就靠内层来屏蔽

2 S; G/ ^, t- n1 c

『电感不要并行靠在一起，』
0 s- g+ ^  o* p
, w  t8 g  m& T' q

靠在一起怕会有互感   以致于阻抗偏离

而SAW Filter输入与输出的电感组件，也不宜平行摆放过近，

否则会因互感而影响Out-of-band噪声的抑制能力，

若真的因为Layout空间限制，不得已需靠近，至少要正交摆放，才能使互感量降到最低。

% E0 o) ?  q3 p: D0 k" _

而差分走线的间距越小，则抗干扰能力越好，

但若上述L1306与L1310太靠近，则可能引起互感，导致电感值有所偏差，进而影响抗干扰能力。

因此差分走线的串联电感，最好使用多层式电感，不要使用绕线式电感，这样可使互感量降到最低。

6 d; O( I" D' S  ^9 }  y. }" o
2 s. k2 S, h( A* Y. o

『通常每个芯片都需要采用高达四个电容』

如果单颗电容的涟波电流耐受度不够，则需并联多颗电容，

其并联数目，依单颗电容的涟波电流耐受度而异，如下图，

若单颗电容的涟波电流耐受度为1A，则需并联6颗，方可承受6A的涟波电流。

但若单颗电容的涟波电流耐受度为2A，则6A的涟波电流，其所需电容数量，可缩减为3颗。

9 `/ ?5 j  ?' I4 I  G4 v! S/ y
; u# f$ g  V, }  ~/ b* v5 N: s6 }

而并联多颗电容的作法，除了可提升整体电容的涟波电流耐受度，

亦可进一步加大Insertion Loss，来提高稳压及滤波能力。

/ g4 i! G; U/ g4 ^; p$ F8 q) u

# q4 k7 x9 K6 c& `( s2 a

电容的内部电极层，可看成电阻，

并联越多电容，等同于越多电阻并联，则整体ESR就越低，

并联n颗，则ESR便降低n倍，其公式如下 :

- a" c$ {) e" A4 ?- w/ Z. J

8 `$ X" N; M* e, d

虽然若并联n颗电容，则整体电容值会加大n倍，理论上其SRF会往低频方向移动，

然而因为其ESL也缩减n倍，而由SRF公式计算 :

* d) ?9 a0 W1 p* Z1 L3 o

因此其SRF并不会改变。

但是，若设计的电路，其信号变化很快，则表示其噪声的频率范围也越广，

这意味着需要并联大量的同值电容，

但该作法会造成空间及成本上的极大浪费，

此时需使用不同容值的组合，来拓展稳压及滤波的频率范围。

/ r! v  Q( A# u/ j7 S

上图是33pF与7pF并联的结果，若以-10 dB为基准，

可看出其带宽范围，皆比单颗33pF或单颗7pF来得大，

其绿色箭头即并联后的频率拓展范围。

2 Q" Y4 ~9 o/ l  u# h( o6 d

然而该方式有个该注意的地方，就是反谐振，

由上图可知，C1的电感性区域，与C2的电容性区域，会有个交叉点的频率，

该交叉点正好会产生并联谐振，使阻抗升大，故该频率点称之为反谐振。

而前述已知，落地电容的阻抗越大，则流到GND的噪声就越少，

这意味着反谐振频率点的抑制噪声能力，会大幅下降。

9 p: Y  f2 {% i4 T

4 ?8 r0 {. V6 ]- @! @1 ?
' C* G7 F1 U* `  S4 [& Z3 A2 n

因此并联不同容值的电容时，其电容值差距不宜过大，

因为由前述知，SRF与电容值有关，若电容值相差过大，则反谐振频率点也离C1与C2个别的SRF越远，

而离SRF越远，则Insertion Loss就越小，

因此并联不同容值的电容时，其电容值差距最好不要超过10倍，

如此一来，即便有反谐振，其Insertion Loss也不至于过小，

亦即其反谐振频率点，仍有一定的滤波能力。

0 z! h6 w7 U, H( J7 P

然而最重要的，仍是电容的ESR，

由上图可知，虽然在1305MHz处，会有反谐振，

但因为其33pF与30pF的ESR都够小，所以反谐振频率点的Insertion Loss，都还有37 dB。

而如下图，虽然两个同值33pF电容并联，没有反谐振问题，

但因为其ESR不够大，以至于其SRF的Insertion Loss，也才28 dB，仍小于上图反谐振频率点的37 dB，

因此虽然电容值的差异，会产生反谐振，但真正决定抑制噪声能力的，仍是电容本身的ESR。

: X2 ~0 X! ~8 C" `! |

4 e. v9 @; A9 O0 t7 |% K+ N1 [8 j
. d1 z% T5 O# w8 z6 M3 c" z# J

而过了SRF后，则电容会变电感，这使得抑制噪声，以及稳压的能力会下降，

因此需确保噪声频率位于SRF左边。

但由下图可知，同样2000MHz的噪声，虽然分别位于33pF电容之SRF右边，以及3pF电容之SRF左边，

但33pF电容的Insertion Loss，比3pF电容的大上许多，因此相较于SRF，低的 ESR 值更为重要，

因为低的 ESR，可以提供更佳的稳压与抑制噪声能力，

这样即便噪声频率，座落在落地电容之电感性区域，但仍可保有足够的稳压与抑制噪声能力。

& d3 V3 i9 `6 V" v! N

『为了避免太多电流损耗，需要采用多个过孔来将电流从某一层传递到另一层』

5 m! X2 ~* F" L2 k0 m( H* K

& Z6 @) M. h+ J5 p  }# n0 J- O

如上图   前面已说过  Via数越多   其等效阻抗越小

根据V = IR的公式   R越小   当然IR Drop就越小

除此之外  电元走线的长度也不宜过长   线宽不宜过细

因为这都会让IR Drop加大

2 S+ c6 H- M; n$ Z* U1 G& u
/ M' s2 ~4 G2 w1 g5 Z
0 E2 {! v+ J  Q  ]. k9 _  |
6 Y* M$ j0 G" \8 |, R  c

其他详细原理   可参照

' a8 s) ]2 i# n4 H0 n' @% V9 b4 m" y# [Layout  Concern about Trace, Ground and Via
9 J! d2 L. L* x差分信号之剖析与探讨
上集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ...
中集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ...
3 p0 n3 U8 P4 E% t8 d7 f  X! z* ^$ r 下集_磁珠(Bead)_电感(L)_电阻(R)_电容(C)于噪声抑制上 ...
PCB, 灌孔(Via), 屏蔽, 时钟讯号, 与接地对天线灵敏度之 ...
高速数字讯号对于手持产品天线灵敏度之影响与探讨
8 ?" J  k  R. x" \  B! F PA下方不铺地   对RF性能之危害
0 W, K6 p$ x: i

2 h5 ^3 a) w1 Y: z. q3 M
3 d( ]6 g3 T" k) g  E! _% Y在此就不赘述

) b6 T. p: p  r# i* }


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作者: 蛋蛋丨淡淡    时间: 2015-3-11 08:38
哈.....正要找这些。。

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作者: 阡陌    时间: 2015-11-14 10:30
正在学习

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作者: wanglele    时间: 2015-11-19 07:55
楼主分析的很多位啊  是大师级的高手了  ！   向您学习。。。

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作者: 我lay个去    时间: 2015-11-20 15:02
这个贴，好到不行，再顶顶

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作者: Chinese龍    时间: 2015-12-16 17:08
:victory::victory::victory::victory::lol:lol:lol:lol

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作者: 爬山虎    时间: 2016-7-5 10:55
学习了  果断收藏

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作者: 13086669550    时间: 2022-4-12 12:31
感谢感谢

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作者: helen109    时间: 2022-4-13 14:02
谢谢分享   

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